変圧器付き
ストレージチョーク付き
これらの2つのカテゴリーのいずれかのコンバータは、変換比から変圧器を備えたデバイスで、スイッチング回路に依存するストレージスロットルを備えたデバイスでは、ステップダウンまたはブーストのいずれかになります。
ストレージチョーク付きスイッチング電圧コンバータ
このような回路の出力には、常に一定電圧または脈流電圧が存在する。それらの出力における可変電圧は得られない。
共通線に関してA1点に供給されなければならない信号： 
ストレージチョークを備えたパルスコンバータはどのように機能しますか？
ステップアップコンバータの例を考えてみましょう。エネルギーは、インダクタの磁界に格納されているので、トランジスタを開くとT1は、電流源からそこを通って流れ始めるようにL1が接続されている蓄積インダクタ「+ PIT」は、スロットル内の電流増加は、瞬間的ではありません。
トランジスタT1が閉じられた後、チョーク中に蓄積されたエネルギーが放出されなければならない、これは物理的現象はそれに応じてスロットルこのエネルギーは、ソース+ PIT、VD1ダイオードと出力に接続された負荷を通過する唯一の方法を発生以下。
この場合、最大出力電圧は負荷抵抗にのみ依存します。
我々は完璧なスロットルを持っており、負荷がない場合は、出力電圧が無限大であるが、私たちは、無負荷電圧に、理想的なスロットルから離れを扱っている場合は、単に出力端子間に空気の破壊もしくは誘電体が起こるように偉大おそらく、非常に大規模になるだろう および共通のワイヤではなく、むしろトランジスタの破壊を引き起こす。
スロットルが（損失の控除後に）蓄積したすべてのエネルギーを放出したい場合、そのようなコンバータの出力電圧はどのように調整できますか？
これは非常に簡単です。スロットル内に必要なだけのエネルギーを正確に蓄えれば、既知の負荷抵抗で必要な電圧が生成されます。
蓄積エネルギーの調節は、トランジスタを開くパルスの持続時間（トランジスタが開いている時間）によって行われる。
スロットルにおけるダウンコンバータは、全く同じプロセスを生じるが、この場合には、トランジスタチョークを開くときは、出力支持体に接続された負荷を介してVD1ダイオードを通って他方に一方で蓄積されたエネルギーを放出し、出力電圧が瞬時に増加し、その閉鎖後防ぎ EXIT端子の電圧。
このようなコンバータの出力における電圧は、電圧+ PITよりも大きくすることはできない。
変圧器を用いたスイッチング電圧コンバータ
変換は変圧器で行われますが、アイアンでは低周波では問題ありません。 またはフェライトで - 1kHzから500kHz以上の高い周波数で使用できます。プロセスの本質は常に同じです：変圧器の最初の巻線10回、次の20回、 交番電圧 第1の巻線に流れる電流よりも低い2倍と、第一、第二の10ボルトは、我々は、それぞれ、交流同じ周波数の電圧が、20ボルトを得ます。
すなわち、この課題は、電源から一次巻線に印加されなければならない交流電圧を得ることに低減される 直流 フィードコンバータ。
次のように動作します。
トランジスタT1が開いているとき、電流はコイルの上半分を通って流れる - コイルL1の上半分を+ PITにその端部になっているので、L1.2 - L1.1、トランジスタT1は、トランジスタT2を開閉し、電流が巻線の下半分を通って流れ始めます 低い開始、二次巻線L2上に、それぞれ、一方向に流れを開き、T2の他方の開口部に変圧器T1のコア内の磁界は、交流電圧が生成されます。
L1.1とL1.1は可能な限り相互に近接して実行されます。
利点：
低電源電圧（巻線とトランジスタの各半分と必要な電流の半分だけを流れる）から動作するときの効率が高い。
欠点：
排出量が二倍の電源電圧に等しいトランジスタのドレインにおける電圧T1が開放され、かつT2が閉じているとき（例えば、磁場中のL1.1 L1.2に順番に電流が流れる電圧を生成します 電圧と等しい 電源の電圧と組み合わされると、閉じたT2に作用するL1.1上で）。
すなわち、より大きな許容最大電圧のためのトランジスタを選択する必要がある。
アプリケーション：
低電圧（約12ボルト）で駆動されるコンバータ。
次のように動作します。
トランジスタT1が開放されると、電流はコンデンサC2を充電する変圧器（L1）の一次巻線を通って流れ、その後T2を閉じて開放するので、L1を逆方向に流れ、C2を放電しC1を充電する。
欠点：
変圧器の一次巻線に供給される電圧は、電圧+ PITの半分である。
利点：
アプリケーション：
家庭用照明ネットワークを電源とするコンバータ、ネットワーク電源（例えば、コンピュータ用の電源）。
次のように動作します。
トランジスタT1およびT4が開いているときには、電流が変圧器の一次巻線を一方向に流れ、次にそれらが閉じてT2およびT3を開き、一次巻線を流れる電流が反対方向に流れ始める。
欠点：
4つの強力なトランジスタをインストールする必要があります。
トランジスタ間の電圧降下が2倍になります（隣接するT1 T4 / T2 T3トランジスタの電圧降下が加算されます）。
利点：
一次巻線の総供給電圧。
プッシュプルに固有の二重応力の欠如。
アプリケーション：
家庭用照明ネットワーク、ネットワーク電源（例：パルス溶接「変圧器」）を搭載した強力なコンバータ。
トランスのトランスの一般的な問題は、ストレージチョークに基づくコンバータと同じ問題です。 巻線が作られるワイヤの抵抗、 線形モードでのトランジスタの動作。
後方および前方経路インパルス変換器
逆方向および順方向パルス電圧コンバータは、ストレージチョークおよびトランスに基づくコンバータの「ハイブリッド」ですが、本質的にストレージチョークに基づくコンバータであり、これは決して忘れてはいけません。
このようなコンバータの動作原理は、負荷がスロットルに直接接続されておらず、スロットル自体の別の巻線に接続されているという唯一の違いを伴い、ストレージチョークのブーストコンバータに似ています。
ステップアップコンバータの場合と同様、負荷なしでスイッチがオンの場合、 出力電圧 最大になる傾向があります。
欠点：
キートランジスタの電圧放出は+ PITよりも著しく大きな電圧にキートランジスタを適用する必要が生じます。
負荷のない高出力電圧。
利点：
供給回路と負荷回路のガルバニック絶縁。
コアの磁化反転に伴う損失の欠如（磁場が常に一方向に流れる）。
電圧変換器（および一般的なパルスデバイス）を設計する際に記憶が必要な現象
コア（磁心）の飽和は、 - 長いチョークまたは変圧器で発生するプロセスに影響を与えるように、コアチョークまたは変圧器の磁気伝導材料が既に磁化された瞬間。 コアが飽和すると、その上に位置する巻線のインダクタンスが急速に低下し、一次巻線を流れる電流が増加し始め、一方、 最大電流 唯一の巻線の抵抗によって制限され、それは、それぞれ、できるだけ小さく選択される少なくとも飽和がパワートランジスタの破壊における最大値として、加熱コイルをもたらし、チョークとパワートランジスタ。巻線の抵抗 - 磁場中のエネルギーの蓄積と放出を防ぎ、スロットルの巻線の加熱を引き起こすので、損失過程がもたらされる。
解決策：抵抗が最小のワイヤ（太いワイヤ、比抵抗の低いワイヤで作られたワイヤ）を使用する。
線形モードでのパワートランジスタの動作 - トランジスタを制御するための信号発生器は緩慢な増加と容量IGBTのゲートが大きい場合であってもよい電圧減衰、およびドライバ（特別な増幅器）とのない矩形パルスとパルスを生成する場合、この容量を充電するためにかなりの電流を生成することができません トランジスタが線形モードにある場合があり、すなわち、それゆえ電流がそれを介して、特定の抵抗ゼロでない無限大と流れており、それは悪化し、熱を発生します
変圧器を用いた電圧変換器の問題点
しかし、これらの問題は、強力な2ストローク出力ステージを備えたあらゆるデバイスに内在しています。現在のスルー
たとえば、ハーフブリッジ方式を検討してください。何らかの理由でトランジスタT2が完全に閉じたT1より早く開くと、+ PITから 共通線両方のトランジスタを通って流れ、無駄な熱を放出する。
溶液：電位が入力D1でゼロに落ちながら遅延を作成する（ハーフブリッジ回路を参照。）と入力T2の電位を増加させました。
この遅延時間はデッドタイムと呼ばれ、グラフィカルにオシログラムで説明することができます。 
ミラー効果
再び、ハーフブリッジの例を考える - T1、トランジスタT2にそれを開くトランジスタを急速に（開速度T1で）増加する電圧が印加されると、この電圧が大きいため、充電され、ゲートとソースとの間の小さな内部容量は、ゲートの大きな可能性を作成します たとえ短時間であってもT2を開きますが、デッドタイムがあってもスルー電流を生成します。
解決策：トランジスタの強力なドライバの使用は、与えるだけでなく、大電流を取ることができます。
あなたが忘れてはならないこと
ステップダウンコンバータのトランジスタとブリッジとハーフブリッジの上側回路トランジスタの起源のソースが通電されているので、まず、彼らは一目で見えるほど単純ではないスキーム - ストレージチョーク、ハーフブリッジとブリッジとのバックコンバータ。われわれが知っているように、トランジスタのゲートの制御電圧は、エミッタに対してバイポーラのベースに対して供給源に対して供給する必要があります。
ソリューション：
ゲート回路（ベース）の電気的に絶縁された電源の使用：
G1ジェネレータは逆位相信号を生成し、デッドタイム、U1およびU2ドライバを生成します 電界効果トランジスタオプトカプラは、上側のドライバの入力回路と変圧器の他方の巻線から供給される発電機の出力とを切り離す。
アプリケーション パルストランス ゲート回路（ベース）のガルバニック絶縁用： 
ガルバニック絶縁は、別のパルストランス：GDTの導入によって実現されています。
そこ別の方法である - 「bustrep」は、あなたが、上のトランジスタの制御回路に電源電圧を得るための特定のメソッド、チップIR2153のマニュアルを参照してください、詳細については、それを好きになるでしょうほとんどありません。
トランスデューサを設計するときは、これを考慮に入れる必要があります インパルス装置 大きな電流が流れる導体上では急激に変化し、強い磁場が生成されるこの装置は、広範囲の一連の干渉の出現のための有利な基盤を作り出す。
配線時にデバイスの電源が入っている場合、PCBは、照明ネットワークにおける高周波干渉の漏れを防止するために、電源セルの近傍に... 1mkF 0.1セラミック容量に短いと直接、電解コンデンサやシャント膜として、全ての電力導体鎖を作るために努力すべきです ネットワークから、LCのローパスフィルタを電源ラインに接続します。
多くの困難な瞬間にもかかわらず、インパルス電圧変換器が広く使用され、次のように高い周波数で動作する（キロヘルツの数十〜数百）は、多くの利点を有します。
高い効率、97％まで;
低質量;
小さいサイズ。
1つのレベルの電圧を別のレベルの電圧に変換するために、 インパルス電圧変換器 を使用して 誘導エネルギー貯蔵。 このようなコンバータは、効率が高く、場合によっては95％に達することがあり、出力電圧の増加、減少または反転を生成する能力を有する。
これに応じて、下降（図4.1）、上昇（図4.2）および反転（図4.3）の3種類のコンバータ回路が知られている。
電源、キースイッチ素子、誘導エネルギー貯蔵装置（インダクタ、チョーク）、ブロッキングダイオードと負荷抵抗に並列に接続されたフィルタコンデンサ：トランスデューサのこれらの種類のすべてに共通の5つの要素です。
これらの5つの要素を様々な組み合わせで含めることにより、3つのタイプのパルス変換器のいずれかを実現することが可能になる。
パルス幅を変化させることにより、コンバータの出力電圧レベルの調節は、誘導性ストレージに蓄積されたエネルギーのそれぞれのスイッチング素子とキーの動作を制御します。
出力電圧の安定化は、 フィードバック：出力電圧が変化すると、自動的にパルス幅が変更されます。
バックコンバータ（図4.1）は、直列接続されたスイッチング素子S1、誘導エネルギー貯蔵装置L1、彼C1、フィルタコンデンサに並列に接続された負荷抵抗RLの鎖を含みます。 ブロッキングダイオードVD1は、スイッチS1のエネルギー貯蔵L1と共通配線との接続点との間に接続されています。
図1 4.1。 ダウンコンバータ電圧の原理
図1 4.2。 ステップアップ電圧コンバータの動作原理
開いたキーによりダイオードが閉じられ、電源からのエネルギーが誘導エネルギー貯蔵に蓄積される。 キーS1が閉じられた（開放された）後、ダイオードVD1を介して誘導記憶装置L1によって蓄積されたエネルギーは、負荷抵抗R nに転送される。 コンデンサC1は、電圧脈動を平滑化する。
同じ基本的な要素に配置されている（図4.2）パルスコンバータ電圧をステップアップが、異なる組み合わせがあります誘導エネルギーアキュムレータL1、ダイオードVD1及びフィルタ用コンデンサC1と並列に接続された負荷抵抗から電源接続デイジーチェーン。 スイッチング素子S1は、エネルギ貯蔵部L1とダイオードVD1との接続点と共通バスとの間に接続されている。
オープンキーを使用すると、電源からの電流がインダクタに流れ、そこでエネルギーが保存されます。 ダイオードVD1は同時に閉じられ、負荷回路は電源、キーおよびエネルギー貯蔵装置から切り離される。 負荷抵抗の電圧は、コンデンサに蓄えられたエネルギーのために維持されます。 開口部に、キーは自己誘導EMF電圧に加算され、蓄積されたエネルギーは、オープンダイオードVD1を介して負荷に伝達されます。 このようにして得られた出力電圧は供給電圧を超える。
図1 4.3。 反転によるパルス電圧変換
反転コンバータは、すべて同じ基本要素のパルスタイプの組み合わせを含むが、やはり他の化合物（図4.3。）素子S1、ダイオードVD1及び負荷抵抗Rを切り替える電源接続デイジーチェーンに対してNフィルタコンデンサC1を有します。 誘導エネルギー蓄積装置L1は、スイッチング素子S1とダイオードVD1との接続点と共通バスとの間に接続されている。
コンバータは次のように動作します。キーが閉じられると、エネルギーは誘導ストレージに保存されます。 ダイオードVD1は閉じており、電源から負荷に電流を流しません。 切断時自己誘導EMFエネルギーストレージ・キーは、ダイオードVD1、負荷抵抗R n及びフィルタ用コンデンサC1を備える整流器に添付されています。 整流ダイオードが負荷に流れるので（電源電圧に符号が逆の逆）負の符号の出力電圧で発生だけ負電圧パルスです。
いずれのタイプのインパルス安定器の出力電圧を安定させるために、従来の「線形」安定器を使用することができるが、効率が低い。 これに関連して、パルス変換器の出力電圧を安定化するために、特にそのような安定化を実現することが困難ではないので、インパルス電圧安定器を使用することは、はるかに論理的である。
パルス電圧レギュレータは、次に、 パルス幅変調を有する安定剤 〜と 周波数パルス変調を用いた安定剤。 第1のものでは、制御パルスの持続時間は、それらの連続の一定周波数で変化する。 第2に、逆に、制御パルスの周波数は、それらの不変の持続時間と共に変化する。 インパルス安定剤はまた、混合調節と混合される。
以下では、パルスコンバータと電圧安定器の進化的発展のラジオアマチュアの例を検討します。
KR1006VI1チップ（NE 555）の出力電圧が安定していないパルスコンバータ（図4.5,4.6）のマスター発振器（図4.4）は65 kHzで動作します。 RCチェーンを介した発電機の出力矩形パルスは、並列に接続されたトランジスタキー素子に供給される。
インダクタンスコイルL1は、外径10mm、透磁率2000のフェライトリング上に形成され、そのインダクタンスは0.6mHである。 コンバータの効率は82％に達します。 出力における脈動の振幅は42mVを超えず、容量値に依存します
図1 4.4。 パルス電圧変換器用マスタ発振回路
図1 4.5。 昇圧パルス電圧変換器の電源部の回路+ 5 / 12V
図1 4.6。 パルス電圧変換器+ 5 / -12V反転方式
デバイスの出力にコンデンサを接続します。 デバイスの最大負荷電流（図4.5,4.6）は140mAです。
コンバータの整流器（図4.5、4.6）では、 パラレル接続 等価抵抗R1~R3と直列に接続された低電流の高周波ダイオードである。 このアセンブリはすべて、最大100kHzの周波数と少なくとも30Vの逆電圧（たとえば、KD204、KD226）で200mAを超える電流用に設計された最新のダイオードで置き換えることができます。 VT1およびVT2として、タイプKT81xのトランジスタを使用することが可能である。 n-p-nの構造 - KT815、KT817（図4.5）およびp-n-p-KT814、KT816（図4.6）など。 コンバータの信頼性を向上させるために、ダイオードタイプKD204、KD226のトランジスタのエミッタ - コレクタをジャンクションに並列に接続して、直流電流が閉じられるようにすることを推奨します。
GOU SPO Kirov Aviationテクニカルスクール
レポート
電源SVT用
「シングルエンドパルスコンバータ」
VP-34グループの学生
Belyaeva P.Yu.
| 1はじめに。 いくつかの概念。 | 3 |
| 2プライマリIIPS | 5 |
| 2.1ダイレクトフローおよびフライスルーコンバータ | 5 |
| 8 | |
| 10 | |
| 2.4ブリッジコンバータ | 11 |
| 3つの二次ISP | 13 |
| 4スイッチングコンバータ | 15 |
| 15 | |
| 4.2パルスシングルエンドトランスデューサ 定電圧。 コンバータ | 16 |
| 5結論 | 19 |
| 5.1 ISPによって生成される電磁干渉および無線干渉。 | 19 |
| 5.2 SMPSの集積回路。 | 19 |
| 5.3繰り返し起動モード。 | 20 |
| 5.4電源をサポートするSMPS | 21 |
| 6参考文献 | 22 |
1はじめに。 いくつかの定義
スイッチング電源（キー） - SMPS（SMPS）は高効率の最新電源です。 直列調整要素を備えた従来のリニア電源は、入力電圧または負荷電流が抵抗の変化によって変化すると、一定の出力電圧を維持します。 したがって、線形レギュレータ（安定器）は非常に非効率的である。 しかし、スイッチング電源は、出力電圧を安定させるために可変のオン/オフ状態を有する高周波スイッチ（トランジスタ）を使用する。 キーモードに起因する出力電圧のリップルは、LCフィルタによってフィルタリングされます。
SMPSは電源電圧とリニア電源電圧を下げることができます。 ただし、リニアレギュレータ（スタビライザ）とは異なり、SMPSは電源電圧を上げて出力電圧を反転させることもできます。 典型的なスキーム アプリケーションは以下の通りです。
ダウンレギュレーションパルス（キー）レギュレータの代表的なアプリケーション：
12 VバッテリからTTL回路を供給するための5 V電圧の形成（特にキースタビライザがリニアスタビライザよりも効果的であるため、12 Vバッテリの容量が限られている場合）。
ステップアップレギュレータの標準的なアプリケーション：
プログラマブルROMに電力を供給するために、5Vの電圧から25Vを形成する。
インバータパルスレギュレータの一般的なアプリケーション：
ユニポーラからバイポーラ電圧を形成してオペアンプに供給します。
ダイナミックRAMチップに負のバイアスを形成する。
用語 パルスレギュレータ 直流電圧を低電圧または高電圧と同じまたは反対の極性の直流電圧の出力信号に変換する回路を説明するために使用される。 パルスレギュレータはチョークを使用し、入力と出力の間にガルバニック絶縁を提供しません。
用語 パルス変換器 DC電圧をより低い電圧またはより高い電圧のDC電圧の1つまたは複数の出力信号に変換する回路を説明するために使用される。 パルスコンバータはトランスを使用し、入力と出力の間、および出力間にガルバニック絶縁（アイソレーション）を提供します。
用語 スイッチング電源 - SMPS これは、インパルスレギュレータおよびコンバータを記述するために使用されます。
図1。
フォワードコンバータのトランスの追加の巻線は、キーがオンになるまでにトランスコアの磁界がゼロになることを保証する。 いくつかのスイッチング期間後に追加の巻線がない場合、変圧器コアは飽和状態になり、一次巻線電流が過度に増加し、したがってキー（すなわち、トランジスタ）が故障する。
フォワードリンクコンバータの電圧と電流の時間ダイアグラムを図2に示します。
磁化電流
図2
順方向コンバータの出力電圧は、LCフィルタの入力における電圧の平均値に等しく、次式に等しくなります。
V out = V in x（n 2 / n 1）x（T on x f）
ここで：
Tオン - キーがオンだった時刻
f - スイッチング周波数
後方（フライバック）コンバータ
図3
フライバックコンバータの出力電圧（台形状 電流）は、以下のように計算することができる。
V out = V in x（n 2 / n 1）x（T on x f）x（1 /（1-（T on x f）））
ここで：
n2はターン数 二次巻線 T1
n1は一次巻線T1の巻数
T on - キーがオンになっている時間Q1
制御方式はV outを監視し、デューティサイクル（Q1キーのオン時間状態）を制御します。
V inが増加すると、制御回路は一定の出力電圧を維持するためにデューティ・サイクルを減少させます。 同様に、負荷電流が減少してV outが増加すると、制御回路も同様に動作します。 逆に、V inの減少または負荷電流の増加は、デューティサイクルを増加させる。
デューティ・サイクルが変更されると出力電圧が変化することに注意してください。 しかし、出力電圧とデューティ・サイクルとの関係は、フォワード・コンバータの場合のように線形ではなく、双曲線関数です。
フライバックコンバータの電流は、台形または鋸歯のいずれかになります。 二次巻線の電流がゼロになる前にキートランジスタがオンになると、台形の電流が流れます。 二次巻線のノコギリ波電流がゼロになると、二次巻線または一次巻線に電流が流れていないときに「デッドタイム」が現れます。
図4
2.2プッシュプルコンバータ
図5
プッシュプルコンバータは、順方向動作のものの1つです。 図5に示すように、Q1スイッチがオンになると、電流が一次巻線T1の上半分を流れ、コアT1内の磁場が増加する。 反対方向に - T1の磁界を増加させると、ダイオードD2が順方向にバイアスされ、そしてD1ように二次巻線T1の極性で電圧を誘導します。 D2は、スロットルL1を介して出力コンデンサC2を導通および充電する。 L1とC2はフィルタ回路を構成する。 スイッチQ1がオフすると、トランスT1の減少および休止時間（PWMのデューティ比に応じて）後に磁界が、Q2は、電流が反対方向にT1増加のコアに一次巻線T1の下半分及び磁場を通って流れ、オン。 T1の成長磁界は、ダイオードD1が順方向に変位し、D2が逆方向に変位するような極性の電圧を二次巻線T1に誘起する。 D1はスロットルL1を介して出力コンデンサC2を導通および充電する。 デッドタイムの終了後、キーQ1がオンされ、処理が繰り返される。
プッシュプルコンバータに関して2つの重要な考慮事項があります。
- 両方のトランジスタを同時に保持しないでください。これは、電源を短絡することと等価であるためです。 これは、各キーのターンオン時間が半分の時間を超えてはならないことを意味する。そうでない場合、キーの導通状態が重畳される。
- 一次巻線（ボルト秒領域）の両半分の磁気処理は、そうでなければ、変圧器が飽和することができる、厳密に同じであるべきで、これはQ1とQ2スイッチの故障を引き起こします。
これらの基準は、制御スキームとドライバによって満たされなければなりません。
出力電圧V outは、LCフィルタの入力における電圧の平均値に等しい：
V out = V in x（n 2 / n 1）×f x（T on、q 1 + T on、q 2）
ここで：
V out - 平均出力電圧 - V
V in - 電源電圧 - V
n2は二次巻線の巻数
n1 - 一次巻線の総ターン数の半分
f - スイッチング周波数 - Hz
T on、q1 - キーオン時間Q1 - s
T on、q2 - キーオン時間Q2-s
制御方式は、V outを監視し、キーQ1およびQ2のイネーブル状態を制御する。
V inが増加すると、制御回路は一定の出力電圧を維持するためにデューティ・サイクルを減少させます。 同様に、負荷電流が減少してV outが増加すると、制御回路も同様に動作します。 逆に、V inの減少または負荷電流の増加は、デューティサイクルを増加させる。 図6の時間ダイアグラムは、プッシュプルコンバータの電流を示しています。
図6。
2.3ハーフブリッジコンバータ
図7
ハーフブリッジコンバータは2サイクルコンバータに似ていますが、1次巻線の中央からタップを形成する必要はありません。 磁場の方向の変化は、一次巻線の電流の方向を変えることによって達成される。 このタイプのコンバータは、高電力コンバータで使用されます。
ハーフブリッジ変換器の場合、出力電圧V outは、LCフィルタの入力における電圧の平均値に等しい。
Vout =（Vin / 2）×（n2 / n1）×fx（T on、q1 + T on、q2）
ここで：
f - 動作周波数 - Hz
T on、q 1はT on、q 2と等しくなければならず、Q1とQ 2は決して同時に保持してはならないことに留意されたい。
ハーフブリッジコンバータの制御回路は、2ストロークコンバータ制御回路に類似している。
2.4ブリッジコンバータ
図8。
ブリッジコンバータは2サイクルコンバータに似ていますが、1次巻線の中央からタップを作成する必要はありません。 磁場の方向の変化は、一次巻線の電流の方向を変えることによって達成される。 このタイプのコンバータは、高電力コンバータで使用されます。
ブリッジコンバータの場合、出力電圧V outは、LCフィルタの入力における電圧の平均値に等しい。
V out = V in x（n 2 / n 1）×f x（T on、q 1 + T on、q 2）
ここで：
V出力 - 出力電圧 - V
V入力 - 入力電圧 - V
n2 - 0.5×2次巻線の巻数
n1 - 一次巻線の巻数
f - 動作周波数 - Hz
T on、q1 - キーオン時間Q1 - s
T on、q2 - キーオン時間Q2-s
対角線対のトランジスタは交互に導通し、したがって変圧器の一次巻線における電流の方向の変化を達成する。 （上部に流れる巻線）Q1とQ4はキーが含まれる場合、電流は変圧器の一次巻線を介して「ダウン」流れ、キーQ2及びQ3を含まれる場合、電流は、「上方」流れる - ：これは以下のように説明することができます。
制御回路は、Voutを監視し、キー制御パルスQ1、Q2、Q3、Q4のデューティサイクルを制御する。
制御回路は、2つではなく4つのトランジスタを制御する必要があることを除いて、2ストロークおよびハーフブリッジコンバータと同じ方法で動作します。
3つの二次ISP
スイッチング電源は、 低電圧プライマリソースから隔離されており、しばしばセカンダリISPと呼ばれます。 このような電源の典型的なブロック図を図9に示します。
図9。
フローチャートの左側に示すフィルタは、干渉が電源に干渉しないようにするために必要です。 また、ネットワーク内の電圧パルス（または電力サージ）からSMPS回路を保護するのにも役立ちます 交流.
そのような回路の典型的な電源部は、図10に示されています。
図10。
コンデンサーは、AC220Vによって給電されると、約310V（240Vに対して340V）の電圧に充電される。 抵抗R1 - 低オーム（公称2〜4オーム）で、パワーアップ中にコンデンサC1が充電されたときにサージから回路を保護します。 Q1：高速スイッチとして使用される高電圧MOSFETで、フェライト高周波トランスT1の電源電流パルスをスイッチングします。 スイッチング周波数は、通常、25〜250kHzの範囲内である。 素子R2およびC2は、保護回路（スナバ）を構成し、電圧サージおよびスイッチノイズを低減します。 安定化は、「FB」ポイントの出力電圧をモニタし、Q1キードライバの入力パルスの幅を調整することによって達成されます。 ヒューズFS2は保護のために必要です 短絡 過負荷。 FS2は過電流が流れたときQ1ドライバをロックする電流センサに置き換えられることがあります。
4スイッチングコンバータ
調整可能なリニア電源 電源トランス 工業用周波数を絶縁に使用し、整流器とリニアレギュレータを使用して出力電圧を形成します。
制御されたISPでは、アイソレーションとレギュレーションが単一のユニットに統合されており、効率が高くなっています。 SMPSは小型の高周波トランスを使用し、通常は25〜250 kHzの周波数範囲で動作します（ただし、低電力SMPSは最大1 MHzです）。
SMPSに使用される変圧器およびチョークは、より低い周波数の対応する鉄製の鉄心とは対照的に、フェライトコアを有する。 SMI変圧器は、一般に、産業用周波数変圧器より巻線内の巻線が少ない。
4.1。シングルエンド電圧コンバータ
シングルエンド電圧変換器は、その一次巻線W1およびW2のコイルの数と、制御部と第2のトランジスタに接続された第1のトランジスタ、シャントダイオードの逆方向を有する2つの部分から構成され、変圧器を含みます。 トランジスタのエミッタ間にコンデンサが接続されている。 第1および第2のトランジスタのコレクタは、トランス巻線の端子リードに接続されている。 また、電圧駆動回路を構成する直列RC回路によって分流抵抗を介して第1のトランジスタのコレクタは、第2のトランジスタの制御入力に接続されています。
このコンバータの第1および第2のトランジスタとして、MOSFETなどの他のキー要素を使用することができる。
シングルエンドDC電圧コンバータは次のように動作します。
ロック解除信号がトランジスタのベースに到達すると、トランジスタが開き、入力電圧がトランス巻線に印加される。 同時に、トランジスタ制御トランジスタには、キャパシタ電圧とほぼ等しいスイッチング電圧が印加され、それがロックされる。 第2のトランジスタを介して、変圧器コアの磁化電流と負荷との和が流れる。 制御パルスの終わりに、トランジスタはロックされ、磁化電流はダイオード、コンデンサおよび巻線を介して閉じられる。 第2のトランジスタの制御電極には、第1のトランジスタのコレクタ電圧とキャパシタ電圧との差に等しいアンロック電圧が印加される。 第2のトランジスタはロック解除され、磁化電流が反対方向に流れることを可能にする。
コンデンサのために、制御ユニットからのパルス繰り返し期間を通して磁化電流が連続的に流れ、この電流の平均値はゼロである。 これは、消磁電圧が第1トランジスタのロック状態は、トランスコアの磁化反転が低振幅電流を磁化して、完全なサイクルで実行される全体の時間のためにコイルに印加されるという事実につながります。
このように、提案された装置では、追加キーの制御回路に含まれる抵抗器の電力損失は、その上の電圧を低減することによって低減される。
4.2パルスシングルエンドDC電圧コンバータ . コンバータ。
直流電圧（IPPN）のインパルスコンバータは、電圧Uoを負荷ZNに供給する時間を変化させることによって出力電圧（負荷上の電圧）を調整する。 最も一般的に使用されるのは、パルス幅（WID）および周波数パルス（PIR）制御方法です。 PSIの原理は、電圧供給回路U0を負荷に周期的に割り込ませるトランジスタまたはサイリスタのキーモードに基づいています（図11）。 パルスパルス方式は、出力電圧は次に、Tの一定の繰り返し周期で（図12）の出力パルスTPの持続時間を変えることによって制御する場合、インバータ出力電圧の平均値は、式Un.sr =（TP / T）* UOによって決定されるであろう。 その結果、出力電圧は0（〜0）からUo（ti = T）に制御されます。
図11。
図12。
図13は、 IPPN 。 このようなコンバータをシングルサイクルと呼びます。 サイリスタはキーとして機能します。 負荷間 Z サイリスタは平滑LCフィルタを含んでいた。
図13。
逆ダイオードの機能を果たすダイオードDは、 電気回路 サイリスタがオフのときの負荷電流。
シングルエンドIPPNは100 kWの電力で動作します。 より多くの電力が必要な場合は、マルチスレッドIPPNを使用してください。
各導体IPPNロック解除キーはパルススイッチングサイリスタ（トランジスタ）に強制的に供給することによって行われ、サイリスタをロックすると、定期的に再充電可能なコンデンサ電圧を行います。 当然のことながら、IPPNのスイッチングユニットは、自律型インバータの同様のユニットと若干の違いがあります。
AC電源による負荷のDC電圧の調整は、IPPNの助けを借りて行うことができます。 開いている半導体レンチを横切る小さな電圧降下とロックアップ時の非常に低い電流が、DC電圧パルスコンバータの高効率を決定します。 この点で、IPTUと連動して制御されていない整流器は、制御整流器と首尾よく競合します。
自己励起のコンバータと比較してパルスDCコンバータの利点は、IPPTではサイリスタがキーとして使用されており、現在は数キロボルトまでの電圧で生成されています。 これにより、高効率、小型、軽量の高出力コンバータ（100kW以上）を作成することができます。 コンバーターは、主電源が接触ネットワーク、バッテリー、太陽電池、原子バッテリー、熱電発電機である設備で幅広く使用されています。
5結論
5.1。ISPによって作成された電磁干渉と電波干渉
パルス電源は電磁気および電波干渉を引き起こすことが知られている。 リード線のローパスフィルタは、電源回路上の干渉を低減するために不可欠です。 変圧器の巻線と敏感な部品の周りのファラデーシールド 正しい配置 回路のブロックでは、電磁界と電波の干渉も低減されます。 ノコギリ波電流を平滑化する問題は、フィルタコンデンサの使用を必要とする。 標準的な電解コンデンサのインダクタンスおよび抵抗（直列接続）は、出力信号のリップルおよびノイズ電圧に影響します。 リニア電源は、出力信号に脈動が少なく、低電力および非常に低ノイズのソースでは比類のないものです。
5.2 SMPS用集積回路
ムラード：
TDA2640
TDA2581
SGS：
L4960
入力電圧範囲 - 9 - 50 V DC
調整可能な出力電圧 - 5〜40 V
最大出力電流は2.5Aです
最大出力 - 100 W
内蔵のソフトスタート回路
内部基準源の安定性は±4％であり、
非常に少数の添付ファイルが必要です
充填係数 - 0 - 1
高効率 - 90％以上
内蔵の熱過負荷保護：pn接合部温度が150℃に達するとチップはオフになります。 C.
短絡保護用の電流リミッタ内蔵
L4962（16ピンDIPハウジング、最大1.5Aの出力電流）
L4964（特殊15ピンハウジング、最大4 Aの出力電流）
Texas Instruments：
TL494
TL497
TL497は一定のオン時間を持つ発電機を備えていますが、出力周波数は可変です。 これは、ハング要素の最小数を与える。 オン時間は、ピン3とグランド間に接続されたコンデンサの容量によって決まります。
図14。
5.3。IEP再発の様式
パルス電源では、出力電流を制限するためにこのモードがよく使用されます。 ISPが過負荷状態になると、回線がシャットダウンします。 一定時間が経過すると点灯し、過負荷が存在する場合は直ちにオフになります。 いくつかの設計では、これが数回発生すると、回路ロックがリセットされるまで電源がオフになります。
5.4電源をサポートするSMPS
いくつかの「より自立した」ISPは、入力電力が遮断されてから数時間以上安定した出力電圧を維持するように設計されています。 これは、停電中に電圧が大幅に低下しないように、大容量入力コンデンサを取り付けることによって実現できます。 入力電圧がないときにSMPSが出力電圧を維持する時間は、しばしば「パワーアップ時間」と呼ばれます。
6参考文献
1.インターネット：
SGS電源供給アプリケーションマニュアル
モトローラパワーMOSFETトランジスタDatabook
Unitrode Semiconductor Databook
Unitrodeアプリケーションハンドブック
SMPS、Mullardのトランスコア選択
ソフトフェライト - プロパティとアプリケーション、E.C. スネリング
スイッチモード - デザイナーズガイド、Motorola
SMPSの技術とコンポーネント、Siemens
Texas Instrumentsリニア回路Databook
アナログエレクトロニクスハンドブック、T.H. コリンズ
Smith、K.L. Ph.D. （ケント大学）、「C.C.サプライズ（A.C. Sources）」、Electronics＆Wireless World、1984年9月。
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パワー半導体インターナショナルレクティファイアー。 Trans。 p / p V.V. Tokarev。 - Voronezh、1995
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Polikarpov AG、Sergienko EF 電源装置REAの単電圧電圧コンバータ。 - M：ラジオとコミュニケーション、1989年
Polikarpov AG、Sergienko EF パルスレギュレータおよびDC-DCコンバータ - モスクワ：Izd-vo MPEI、1998
様々な電子機器の供給のために、DC / DCコンバータが非常に広く使用されている。 それらはデバイスで使用されます コンピュータ技術、通信機器、各種制御方式、自動化など
トランス電源
従来の変圧器電源では、変圧器を用いて主電源電圧を変換し、ほとんどの場合、所望の値に低下させる。 低電圧はダイオードブリッジによって整流され、コンデンサフィルタによって平滑化される。 必要であれば、整流器の後に半導体スタビライザを配置する。
変圧器の電源は、原則として、線形安定器を備えています。 このようなスタビライザの利点は2以上であり、これはハーネスの細かい部分と小さなコストです。 しかし、これらの利点は、入力電圧のかなりの部分が調整用トランジスタを加熱するために使用され、ポータブル電子デバイスへの給電には全く受け入れられないため、効率が低いことによって犠牲にされます。
DC / DCコンバータ
装置がガルバニ電池またはアキュムレータによって給電される場合、DC / DCコンバータのみが電圧を所望のレベルに変換することができる。
アイデアは非常に簡単です。定電圧は、通常数十から数百キロヘルツの周波数で交流電圧に変換され、上昇（下降）した後、整流されて負荷に供給されます。 そのような変換器は、しばしばインパルス型変換器と呼ばれる。
一例は1.5V〜5Vの昇圧コンバータで、コンピュータのUSBの出力電圧だけです。 同様の低消費電力コンバータがAlyexpressに販売されています。 http://ali.pub/m5isn.
図1 1.コンバータ1.5V / 5V
パルス変換器は60〜90％の範囲内で高い効率を有する点で優れている。 パルスコンバータのもう1つの利点は、広範囲の入力電圧です。入力電圧は出力電圧よりも低くすることができます。 一般に、DC / DCコンバータはいくつかのグループに分けられます。
コンバータの分類
降りるか、英語で降ろす
これらのコンバータの出力電圧は、原則として入力電圧よりも低くなります。調整用トランジスタの特別な発熱を伴わずに、12〜50Vの入力電圧で数ボルトの電圧しか得られません。 そのようなコンバータの出力電流は負荷要求に依存し、負荷の要求はコンバータの回路を決定する。
ダウンコンバータチョッパ用の別の英語名。 この単語を翻訳するためのオプションの1つがチョッパーです。 技術文献では、ダウンコンバータは「チョッパ」と呼ばれることがあります。 今のところ、この用語を覚えておいてください。
英語でのステップアップまたはブースト
これらのコンバータの出力電圧は入力電圧よりも高くなっています。 例えば、5Vの入力電圧では、出力で最大30Vの電圧を得ることができ、安定して安定化することができます。 多くの場合、ブースターはブースターと呼ばれます。
ユニバーサルコンバータ - SEPIC
これらのコンバータの出力電圧は、入力電圧と入力電圧の両方で入力電圧が一定のレベルに保たれます。 入力電圧が大幅に変動する場合に推奨されます。 たとえば、自動車では、バッテリ電圧は9〜14Vの間で変化し、12Vの安定した電圧を得る必要があります。
反転変換器 - 反転変換器
これらのコンバータの主な機能は、電源に対して逆極性の出力電圧を得ることです。 たとえば、バイポーラ電源が必要な場合に非常に便利です。
言及したすべてのコンバータを安定化または非安定化することができ、出力電圧を入力電圧に電気的に接続するか、または電圧のガルバニック絶縁を得ることができます。 それはすべて、コンバータが使用される特定のデバイスに依存します。
DC / DCコンバータについてのさらなる話に移るには、少なくとも一般論でその理論を概説しなければならない。
降圧コンバータチョッパ - コンバータタイプの降圧
その機能図を下図に示します。 線の矢印は電流の方向を示しています。
図2。 チョッパースタビライザの機能図
入力電圧Uinは、入力フィルタコンデンサCinに供給される。 重要な要素はトランジスタVTを使用するので、電流の高周波スイッチングを行います。 MOSFET構造のトランジスタ、IGBTまたは通常の バイポーラトランジスタ。 これらの部品に加えて、回路は放電ダイオードVDと出力フィルタ-LCoutとを含み、そこから電圧が負荷Rnに流れる。
負荷がVTおよびLの素子と直列に接続されていることは容易に分かります。したがって、回路は連続しています。 どのように電圧が下がるのですか？
パルス幅変調 - PWM
制御回路は、一定周波数または一定周期の矩形パルスを生成するが、これは本質的に同じことである。 これらのパルスを図3に示します。
図3。 制御インパルス
ここで、tはパルス時間であり、トランジスタは開いており、tnは休止時間であり、トランジスタは閉じている。 比率t / Tは、デューティサイクルデューティサイクルと呼ばれ、文字Dによって表され、%%または単に数字で表される。 例えば、Dが50％の場合、D = 0.5であることがわかる。
したがって、Dは0から1まで変化することができる。値D = 1の場合、キートランジスタは完全な導電状態にあり、切断状態のD = 0では、簡単に言えば、閉じられる。 D = 50％のとき、出力電圧は入力電圧の半分に等しいと推測することは困難ではありません。
出力電圧の調整は、制御パルスの幅の変化、実際には係数Dの変化によって生じることは明らかである。この制御原理はPWMと呼ばれている。 実質的にすべて インパルスブロック PWM出力電圧による電源供給が安定します。
図2と図6に示されている図では、PWMは矩形で「隠されています」という表記があります。 たとえば、出力電圧のスムーズな始動、短絡からのコンバータのリモート起動または保護が可能です。
一般に、コンバータは非常に広く使用されており、 電子部品 すべての機会にPWMコントローラのリリースを確立しました。 品揃えが非常に大きいので、それらをリストするだけで一冊の本が必要になります。 したがって、離散要素のコンバーターを集めるために、または「ラッシプゥエ」でよく言われるように、誰も気にしません。
さらに、低電力の既製コンバータは、AliexpressやEbayで購入することができます。 この場合、アマチュア設計での設置には、ワイヤーを入力および出力ワイヤーに半田付けし、必要な出力電圧を設定するだけで十分です。
しかし、図3に戻ります。この場合、係数Dは、どれくらいの時間がオープン（フェーズ1）かクローズ（フェーズ2）かを決定します。 これらの2つのフェーズでは、回路を2つの図で表すことができます。 これらの図には、このフェーズで使用されていない要素は示されていません。
図4。 フェーズ1
トランジスタが開いた状態で、電源（バッテリ、バッテリ、整流器）からの電流は、インダクタンスチョークL、負荷R n、および充電コンデンサCoutを通過します。 この場合、電流は負荷に流れ、コンデンサCoutとリアクトルLはエネルギーを蓄積する。 電流iLは徐々に増加し、スロットルのインダクタンスの影響が影響を受ける。 この段階をポンピングと呼ぶ。
負荷上の電圧が設定値に達すると（制御装置の設定によって決定される）、トランジスタVTが閉じて、装置は放電フェーズの第2フェーズに移行する。 図中の閉じたトランジスタは、あたかもそうでないかのように全く示されていない。 しかし、これは、トランジスタが閉じていることを意味するだけである。
図5。 フェーズ2
トランジスタVTを閉じた状態では、電源が切断されているので、スロットルにエネルギーが補充されない。 インダクタンスLは、スロットルの巻線を流れる電流（自己誘導）の大きさおよび方向の変化を防止する傾向がある。
したがって、電流は直ちに停止せず、「ダイオード負荷」回路を介して閉じることができない。 このため、VDダイオードは放電ダイオードと呼ばれていました。 概して、これは高速ショットキー・ダイオードです。 フェーズ2の制御期間の後、回路はフェーズ1に切り替わり、プロセスは再び繰り返される。 最大ストレス 考慮されたスキームの出力では入力に等しいことができ、それ以上はありません。 入力電圧よりも大きな出力電圧を得るために、昇圧コンバータが使用されています。
現在、チョッパの2つの動作モードを決めるインダクタンスの実際の値を呼び出すだけでよい。 インダクタンスが不十分であると、コンバータはリップル電流モードで動作しますが、これは電源にはまったく受け入れられません。
インダクタンスが十分に大きければ、動作は連続電流の領域で行われ、出力フィルタを使用して許容可能なレベルのリップルを有する定電圧を得ることができる。 連続電流モードでは、アップコンバータが動作するが、これについては後述する。
ある程度の効率の向上のために、放電ダイオードVDは、制御回路によって適切な時間に開かれるMOSFETトランジスタによって置き換えられる。 そのようなコンバータは同期と呼ばれます。 コンバータの電力が十分に大きい場合、その使用は正当化されます。
ステップアップまたはブーストコンバータの増加
昇圧コンバータは、主に低電圧電源で使用され、例えば、2つのまたは3個の電池と、いくつかの設計上のノード12の電圧... 15 V低消費電流を必要とします。 多くの場合、昇圧コンバータは簡単に明示的に「昇圧器」と呼ばれます。
図6。 昇圧コンバータの機能図
入力電圧Uinは、入力フィルタCinに印加され、直列接続されたLおよび通流トランジスタVTに印加される。 ダイオードVDは、コイルとトランジスタのドレインとの接続点に接続されている。 負荷RnとシャントコンデンサCoutは、ダイオードの他端に接続されている。
チョッパ回路（図3）を説明する際にだけ上記と同様にして、デューティ比可変Dとの安定した周波数制御信号を生成する制御回路によって制御されるVTトランジスタ。 適切な時間にダイオードVDがキートランジスタからの負荷を遮断する。
キートランジスタが開いているとき、コイルLの右出力は電源Uinの負極に接続される。 電源の立ち上がり電流（インダクタンスの影響）がコイルを通って流れ、トランジスタ、コイルに蓄積されたエネルギーを開きます。
このとき、VDダイオードはキー回路から負荷と出力コンデンサを遮断し、オープン・トランジスタを介して出力コンデンサの放電を防止します。 そのときの負荷は、コンデンサCoutに蓄積されたエネルギーによって給電される。 もちろん、出力コンデンサの電圧が低下します。
出力電圧が所定の（制御回路の設定により決定される）よりも幾分低くなると、鍵トランジスタVTが閉じ、ダイオードVDを介してインダクタに蓄えられたエネルギーが負荷に給電コンデンサCoutを充電します。 この自己誘導コイルLのEMFは、入力電圧に加算され、負荷に伝達され、従って、出力電圧はより大きな入力電圧です。
出力電圧が設定された安定化レベルに達すると、制御回路はトランジスタVTを開き、プロセスはエネルギー蓄積の段階から繰り返される。
ユニバーサルコンバータ - SEPIC（シングルエンド一次インダクタコンバータまたは非対称負荷の一次インダクタンスを持つコンバータ）。
負荷容量が小さい場合、そのような変換器は、主に使用され、入力電圧が上下出力に関連して変化します。
図7。 SEPICコンバータの機能図
図6に示す昇圧型コンバータの回路に非常に似ていますが、追加の要素、すなわちコンデンサC1とコイルL2があります。 電圧低下モードでのコンバータの動作を保証するのはこれらの要素です。
SEPICコンバータは、入力電圧が大きく変動する場合に使用されます。 一例は、4V〜35V〜1.23V〜32Vの昇圧降圧昇降圧コンバータ・レギュレータです。 それはコンバータが販売されている中国の店では、この名前の下にあります、図8に表示されているスキーム（拡大するには画像をクリックしてください）。
図8。 回路図 SEPICコンバータ
図9は、主要な要素の指定によるボードの外観を示しています。
図9。 SEPICコンバータの外観
この図は、図7の要部を示している.2つのコイルL1 L2の存在が注目される。 これに基づいて、これがSEPIC変換器であると判断することができる。
ボードの入力電圧範囲は4〜35Vです。 この場合、出力電圧は1.23〜32Vの範囲で調整することができます。 コンバータの動作周波数は500 kHzです。サイズが50 x 25 x 12 mmの小型の場合、ボードは最大25 Wの電力を供給します。 最大出力電流は最大3Aです。
しかし、ここで発言する必要があります。 出力電圧を10Vに設定すると、出力電流は2.5A（25W）を超えることはできません。 出力電圧が5V、最大電流が3Aの場合、消費電力はわずか15Wです。 最大の許容電力を超えないか、または許容電流を超えないようにしてください。
最近まで、最も一般的な 電源 持っていた 変圧器回路 整流器と容量性フィルタを備えています。 時間が経つにつれて、それらはインパルスコンバータに基づく電源によって置き換えられました。 スイッチング電源 有利に異なる 比電力. 高周波トランス 寸法が小さく、コストが低い 銅線 製品全体のコストを大幅に削減します。 それにもかかわらず、産業周波数50（60）Hzの変圧器回路は、そのシンプルさと信頼性を考慮して引き続き関連性があります。
分類
電源電圧コンバータは、次のように分類できます。
- 電源電圧の種類別：
永久;
変数。
ユニバーサル - 電圧変換係数によって：
増加する。
低下する。 - 出力電流 - 電圧特性（VAC）の特性により：
安定していない。
安定した。
調節可能な。 - 基本的な変換方式のタイプ別：
トランスの低周波;
インパルススロットル;
パルス単一サイクルフライバック、直接フロー;
パルス2ストローク、ブリッジおよびハーフブリッジ回路;
インバータ;
サイリスタおよびトライアック変換回路を含む。
低周波トランス回路
| 図1。 AC変圧器 |
変圧器方式は単純で信頼性が高い。 これらは、交番する正弦波電圧を変換するために使用されます。 基本周波数は図1に示されています。変換周波数は主電源の印加周波数に対応し、圧倒的多数のケースでは50Hz、一部の国では60Hz、時には400Hzで特殊機器に電力を供給します。
電圧変換係数による分類
変圧器回路の変換係数は、出力の比 定格電圧 入力に：
Kの場合<1 схема является 減少する。 これは工業用周波数の変圧器コンバータの最も一般的なタイプです。 家庭用および産業用電子機器用の電源に広く使用されています。
K\u003e 1の場合、スキームはインクリメンタルです。 これは、一次電圧に対してより高い電圧が必要な場合に使用されます。 時にはそれをインバータ変換器のベース回路として、また 高いストレス例えば、マグネトロンを電子レンジに供給するためのものなどが挙げられる。
K = 1では、実際には出力電圧値は入力電圧に対して変化しません。 この方式は、電源電圧の影響を給電対象に排除する必要がある場合、または電気的安全のために、ガルバニック絶縁に使用されることがあります。
出力電流 - 電圧特性の特性別分類
規制されていないトランスフォーマー
それらは1つの1次巻線と1つまたは複数の2次巻線を有し、最も頻繁には1次巻線から電気的に絶縁されている。 VACはいくつかの条件に依存し、変更されません。
調整可能な変圧器 - 自動変圧器
|
図2 自動トランスフォーマー |
自動トランスフォーマー 出力電圧のスムーズまたはステップバイステップ調整のために設計されています。 ほとんどの場合、一次巻線と二次巻線の役割を同時に果たす巻線が1つあり、出力端子をさまざまな巻線の間で切り替えることによって電圧調整が行われます。
自動変圧器の入力端子は端子端子に接続されていませんが、巻線の途中にあるいくつかの端子には小さなオフセットがあります。 これにより、変換率が1未満とそれ以上の両方で達成されます。 出力を巻線に切り替えることは、バッチスイッチまたは同様のスイッチングデバイスによって行われます。
よりスムーズに出力電圧を調整するには、構造が変更された単巻変圧器を使用します。 全体の巻線は、巻線のトロイダルコア上の1つの層に、巻線間に小さな隙間を有する巻線に巻かれる。 トロイダル巻線の端部側からの絶縁の一部は、スイッチング装置を各ターンに接続できるように導体から取り除かれる。 巻線との接触のために、スライディングまたはローラグラファイトスライダが使用される。 この構造は、端子（絶縁体から解放された領域）との間のより円滑な切り替えを行い、変圧器の巻線の略全体スライダを移動しているを通じて変換係数のゼロから最大値までの出力電圧を得ることができます。 起因して出力電圧値、実験室での単巻変圧器と呼ばれる、または簡略な単巻変圧器を制御して、深いこの特定の設計と機能 LATR。 簡略化された 電気回路 LATRAを図2に示します。
整流器を備えた変圧器回路
ほとんどの場合、工業用および家庭用電子機器はDC電源からの電力を必要とします。 このトランス相補半導体整流回路のための、及び整流回路の整流出力電圧のリップルを平滑化する平滑用コンデンサを含みます。 基本回路は図3に示されており、電源のI-V特性の要件に応じて複雑になる可能性があります。
場合によっては、異なる回路ブロックを供給するために異なるレベルの電圧が必要とされるか、または 平衡源 平均点を持つ電源。 これを行うために、巻線に接続された容量性フィルタを有する別個の整流器の異なる電圧またはショルダの各巻線が使用される多重巻線トランスが使用される。
DCスイッチングインパルスコンバータ
使用可能な電源電圧よりも低い値の電圧からデバイスに電力を供給する必要がある場合は、 スタビライザ回路 分圧器 - トランジスタまたは 積分安定剤。 この方法の欠点は、必要であれば、制御素子（トランジスタチップ安定剤）に対する一次に対する電源電圧の有意な減少は、その負荷電流の二乗に比例する熱を発生することです。 大きな負荷電力では、この変換は大きなエネルギー損失をもたらし、効率を低下させます。 電源電圧のより効率的な変換のために、インパルスコンバータが使用され、その動作は、 周波数パルス または パルス幅 変調。
パルス変調のプロセスを理解するには、図4の回路を考えてみましょう。入力端子「Common」と「Uip」には、1次ソースの電圧が供給されます。 キーSA1は、パルスモードで制御装置によって制御され、バラスト抵抗Rbを介してコンデンサC1充電回路を周期的に開閉する。 SA1キーが閉じられると、コンデンサが充電を開始し、コンデンサの電圧が徐々に上昇します。 キーを開くと、充電が停止します。 負荷がオフの場合、コンデンサの電圧は次のキーロックまで変化しません。 負荷に出力が接続されると、コンデンサが放電され、その電圧が低下します。 この反復プロセスを長時間にわたって考慮すると、デバイスの出力における電圧の大きな変動が負荷の下で顕著になります。 これらの変動はあまり重要ではないので、コンデンサの充放電プロセスの時間を短縮するだけで十分である。 スイッチングパルスの周波数を許容値まで上げてください。
このようなコンバータの出力における電圧レベルは、開位置の時間に対するキーの閉位置と負荷の大きさとの比に依存する。 負荷が一定であると仮定すると、電圧レベルはその期間のパルス持続時間に正比例する。 繰り返し周期に対するパルス幅の比をパルス充填率といいます。
dはパルスのデューティサイクル、tはパルス幅、Tはパルス繰り返し周期である。
デューティ比が高いほど、コンバータの出力電圧を高くすることができます。 このようなコンバータの動作を調べるために、図5に示す基本回路を組み立てることができます。
キーVT1は、バラスト（電流制限）抵抗Rbを介してコンデンサC1の充電回路を通す。 プルアップ抵抗Rpは、キーVT1のロック時にベース領域からの電子の流れを加速する。 Roは、キーベースVT1の最大電流を制限する抵抗です。 VT2 - トランジスタVT1の電流ベースを制御するためのキー。 その目的は、回路の動作をマイナス電源に対する発電機の信号と調和させることであり、発電機信号がVT1キーのベースへの電源に対して反転されて印加されるのは原理的に問題ではない。
いくつかの方法で塗りつぶし係数を変更できます。 それらを別々に考えてみましょう。
パルス幅変調（PWM）
同じ持続時間のパルスの繰り返し周波数が変化すると、それらの間の休止時間だけが変化する。 パルスの持続時間は一定値であり、可能な最大デューティサイクルでジェネレータが達する可能性のある最大周波数を制限します。つまり、等号
周波数は
図6は、周波数パルス変調の原理を示す。 赤い直線 "a" - 電荷（キーVT1が閉じている）中のフィルタコンデンサC1（図5の図）の電圧の条件付き直線時間依存性。 緑の直線 "b" - フィルタコンデンサが負荷に放電されたときの電圧の条件付き直線時間依存性。 tはパルス持続時間であり、すべてのパルスについて同じである。 T1、T2、T7およびTnは、対応する次数のパルス繰り返し周期である。 上記の例で説明したように、パルスの繰り返し周期は異なる場合があり、1次ソースから出力に転送されるエネルギーの平均値に影響します。
図の下部には、定期的に繰り返される充放電を反映するセグメントからなる、フィルタコンデンサ両端の電圧の理論的に真の図が示されている。 青色の曲線はコンバータ出力での電圧の平均値を示しています。 この曲線の水平部分は、出力電圧を安定させるモードを示しています。
パルス幅変調（PWM）
パルス繰り返し周期が一定である場合、すなわちパルス周波数が変化しない場合、パルス持続時間を変更することによって変調が行われ、ポーズの持続時間は反比例する。 この原理は、周波数パルス変調に幾分類似している。
パルス幅 変調はPFMとは対照的に、図7に示され、パルス繰返し周期Tは一定であるが、変調された出力量の要求レベルに応じて変化TN T1、T4のオーダーのパルス持続時間。
考えられる方法の違いにより、異なる回路ソリューションを適用して1つのタスクを実行することが可能になります。
周波数またはパルス幅変調を適用すると、出力値を制限、安定化または動的に調整できます。 PFMとPWM制御の例を図8に示します。
パルスコンバータの回路
バラスト抵抗Rbを介して電流が流れ、それの両端の電圧降下に比例した閉鎖方法で：図4および図5の回路を考慮すると、このような解決策の一つの主要な欠点に注意を払うことが可能です。 その結果、抵抗器は熱の一部としてエネルギーの一部を散逸させ、これは効率の低下を伴う。 この欠点を克服するために、バラスト抵抗の代わりに インパルス回路 誘導素子が使用されます - チョークおよびパルストランス。
スロットルは、パルスの前進（上昇）エッジに沿って電流の上昇を制限します。 スロットルが回路内でターンオンしてコアの完全な磁気飽和に達する瞬間から、磁場の形でエネルギーを蓄積する。 電流が増加し続ける場合でも、コアを完全に飽和した後、スロットルがより多くのエネルギーを貯蔵することができない、エネルギーをもたらすこと損失を引き起こし、効率を低下させることができる熱の形で放出され始めます。 従って、最大パルス持続時間が完全飽和の瞬間に制限されるように回路を計算しなければならない。 スロットル回路がパルスの後（下降）エッジに沿って破損すると、電流フローを停止させる結果、スロットルの磁場は急速に減少する。 磁場を低減することチョークコイルの電流を流れる間に印加される電圧とは逆極性の相対的な磁気誘導チョーク電圧パルスの巻線の両端の外観を引き起こします。 この電圧は、パルスのエネルギーを使用して負荷に供給するように切り替えることができます。 したがって、スロットルは、電流を制限し、電流を蓄積し、パルス間で蓄積されたエネルギーを負荷に伝達するか、またはそれを主電源に戻すことができます。 その結果、強力な負荷であっても、入力電圧に対して出力電圧が大幅に低下するため、エネルギー損失が低減されます。
コイル巻線における逆起電力パルスの出現は、電圧が制限されているときの装置の効率を高めるだけでなく、入力電圧に対して出力電圧を増加させるためにも使用することができる。
スロットルコンバータの欠点は、主電源電圧源からの出力のガルバニック絶縁が不可能であることです。 ガルバニック絶縁は、一次（供給）および二次電圧の別々の巻線を有するパルストランスの使用によって提供することができる。 トランス回路は、シングルサイクルモード（スロットルモード）とプッシュプルモードの両方で動作します。
誘導素子を使用したインパルスコンバータのカスケードの典型的な回路 - チョークおよびパルストランス
シングルエンドDC電圧コンバータの出力段のスキーム
DCスロットルインバータ
図9に出力段を示します。 SA1は回路によって制御されるスイッチである。 最初の瞬間にキーをオンにすると、出力電圧に対する電源電圧の差がスロットルに加わります。 次に、チョークが磁化されると、それを流れる電流が徐々に増加し、その両端の電圧降下が減少する。 電流がチョークを流れると、フィルタコンデンサC1が充電され、チョークはコアの磁場にエネルギーを蓄積する。 巻線L1の端部でキーが開かれると、逆電圧パルスが発生する。 スロットルに逆起電力があるとき、パルスダイオードDV1は巻線の解放された端子をマイナスC1で通電する。 その結果、スロットルの磁界中に蓄積されたエネルギーは失われないが、パルス間の間隔でフィルタリング出力コンデンサの追加充電に費やされる。
DC昇圧DCコンバータ
回路が一次定電圧源に接続されると（図10）、リアクトルL1およびダイオード（ショットキーダイオード）DV1を通るコンデンサC1が充電される。 その電圧は電源の電圧からスロットルとダイオードの電圧降下分を差し引いたものになります。
スロットルは、負荷での操作中にSA1キーが開いているときに、負荷電流がスロットル・コアの十分な飽和にならないように計算されます。
スイッチSA1を閉じるに現在そこ増加は、チョーク電源電圧に印加され、完全飽和まで磁界のコアにエネルギーを蓄積します。 ダイオードVD1は、コンデンサC1の閉成を除いて、逆電圧の作用下でキーを閉じる。
コアが飽和した後、キーが開かれます。
スロットルのキーを開く瞬間に、逆極性の電圧パルスが発生する。 一次電源の電圧とスロットル上のパルスの電圧との和に等しい電圧が、分離ダイオードのアノードに現れる。 ダイオードが開き、コンデンサC1が充電されます。
スロットルリバーススイッチ電圧パルスの開口部の時に主電源の電圧の上昇を作成しているという事実のため、コンバータの出力は、私たちは、主電源の電圧より高い電圧を得ることができます。
このスキームに基づいて、コンバータを構築することが可能である。 安定化電圧 出力は調整できますが、このソリューションの範囲を制限する主電源の電圧からのみ調整が可能です。
スロットルコンバータの出力段のトランジスタ回路の例
考慮するスロットルコンバータのタイプについて実験を行うために、図11および図12に示すトランジスタ上にカスケード回路を組み立てることが可能である。
不飽和パルストランス
ヒステリシスループの急峻な特性に単極電圧パルス変圧器に適用する場合、コア内の残留張力を除去し、各連続するパルスとパルスの開始から終了までの磁界の変化が無視できるようになるれる値に達していません。 トランスのエネルギーの移動が磁界を変化させることが行われるため、コアが一方的に磁化されたときに大幅に低減された大きさ、すなわち、一つの動作期間中に変圧器を伝達することができるエネルギーの量を減少させます その有効性。 このような場合には、 変圧器は磁化電流の一定成分で飽和している.
その本質において、 オープン磁気コアを有する変圧器はスロットルであり、二次巻線が存在する。
単一サイクルコンバータの作業では、サイクルの2つのフェーズが区別されます。
- 一次電流（コアの磁化）の増加に伴う磁束強度の増加中の二次巻線における相互誘導のEMFの励磁。
- 一次電流をリセットする磁束強度の減衰の間の二次巻線に励磁EMF相互誘導（コアを消磁）。
二次巻線から有用な電力を除去することは、サイクルの第1フェーズまたは第2フェーズのいずれかで行うのが有利である。 第1フェーズにおける二次巻線の有用な負荷によって、トランスデューサは「前進」と呼ばれ、第2のものは「フライバック」と呼ばれる。
不飽和パルストランスを用いたストレートスルーコンバータ
図13は、往路パルス変換器の電力段の図を示す。
制御パルスが印加されたときにキーVT1が開かれると、供給電圧が一次巻線T1に印加される。 コアが飽和すると、一次電流が増加し始めます。 このとき、コアの磁束を増加させることは、スイッチングダイオードVD1は、コンデンサC1を充電し、負荷を供給し、開放された極性の二次巻線に誘起電圧が発生します。
VT1キーがロックされたときに、一次を通して磁界強度を発生させる、電流が流れなく巻線は、反対方向に、すなわち減少を変化し始めます。 コアの磁束の強度を減少させると、ダイオードVD1が閉じる二次巻線に逆極性の電圧が誘起される。 両方の巻線がロードされず、その結果、全ての巻線の端部は、電圧パルスが、一次電圧源の数倍の大きさであることができます。 このインパルスは、最大逆方向電圧を超えると、パルス状のダイオードに損傷を与える可能性があります。 トランジスタレンチ。 したがって、このような回路には保護回路を追加する必要があります。
保護方法は変更することができ、図は可能なオプションのうちの1つのみを示しています。 ここで、逆電圧のパルスは、それがVddスナバダイオードを開くサージ時、スナバコンデンサCgの結果連鎖は、鋭い電圧パルスの通路、及び抵抗Rdは幾分総電圧パルスの量を減少させる時に、一次巻線をシャント。
不飽和パルストランスを用いた逆変換器
図14の回路は図13の回路を繰り返します。違いは、二次巻線に端子が変化していることです。 すでにT1巻線の画像に "*"印が付いている場合は、 従来の指定 巻線の始まり。
今一次巻線電流でスイッチを開くときに、コアのC磁化を増大し始めるが、二次巻線の誘起電圧ダイオードでVD1は閉じ、全てのエネルギー（損失を除く）は、それが完全に飽和するまでコアの磁界に蓄積される一次巻線を介して送信されます。 一次巻線電流が停止流れ、及びVD1ダイオードを開く逆極性の二次誘導電圧で、コンデンサC1を充電し、負荷を供給を通じて鍵をロックします。
この場合、コンバータ動作の逆サイクルの間、コアの減磁期間中に二次巻線から有用な負荷が除去される。 したがって、名前は "フライバック"です。
このようなコンバータの負荷が一定であるリターンストロークの位相はアクティブであり、一次巻線では、一次回路が開かれても危険なサージが発生しないはずです。 しかし、負荷が変動する性質を持つ場合、アイドル状態になると、キーは失敗する可能性があります。 このためには、図13のダイアグラムと同様に、考えられるスキームに保護の連鎖を追加する必要があります。
上記の単一サイクルコンバータのカスケード方式は、約100VAまでの低電力範囲でのみ適しています。
パルストランスを用いた直流電圧プッシュプルコンバータの出力段の構成
電源トランスは、電源電圧を変換するためのデバイスの重要な要素です。 すでに述べたように、シングルサイクル動作モードでは、アプリケーションと効率に大きな制限があります。 パルストランスのすべての有用な特性のより完全な使用については、 プッシュプル変換方式。 これにより、効率を高めるだけでなく、コンバータの電力を大幅に増加させることができます。
2ストロークインパルスコンバータのパワーカスケードの3つの基本的な方式を考えてみましょう。
一次巻線の中間点の出力を有する2ストロークパルスコンバータの電力段のスキーム
図15の回路は、直列に接続された2つの一次巻線IおよびIIを有するパルストランスT1を使用する。 1つの巻線の終わりは第2の巻線の始まりに接続される。 この接続は、電源の極の1つが接続されている中間点を形成します。この場合は正です。 一次巻線の自由端子は、電力スイッチキーVT1およびVT2を介して電源の反対側の極に接続される。
この回路の動作の完全なサイクルは、電源回路内に巻線IおよびIIを交互に含めることにある。 例えば、キーVT1を開くと、巻線Iは、ある磁場強度のコア内の磁束を励磁する。 VT1を閉じるとき、コアの磁束は残留値まで減衰する。 これが仕事の第一歩です。 次に、キーVT2が開かれ、電流は巻線IIを通って流れ、第1のクロックサイクルに対して反対方向の磁束を生成する。 同時に、コアは完全に消磁され、逆極性の磁束で再び飽和する。 キーVT2が閉じられると、磁束もまた残留値まで減少する。 これはコンバータの2番目のクロックサイクルです。
2ストロークモードで作動するパルストランスの完全な利点は、高い透磁率を有するコアを有することができ、磁気回路における非磁性ギャップの導入を必要としません。
プッシュプル変圧器変換の実装の本質を簡単に述べると、これは一次巻線の電流方向の周期的な変化です。
2ストロークパルスコンバータのパワーカスケードのハーフブリッジ回路
ハーフブリッジ回路（図16）では、コンデンサC2とC3を再充電することによって一次巻線の電流が生成されます。
両方のスイッチが電源電圧の後に閉じられている間、上下アームハーフブリッジコンデンサC2、C3は、ほぼ一様に帯電し、供給電圧の半分にほぼ等しい共通端子電圧上に形成されています。
VT1キーが開かれると、一次巻線Iの始まり（「*」でマークされている）が電源の正の極に接続される。 この場合、コンデンサC2は放電を開始し、C3は充電される。 コンデンサの共通点の電位は、主電源の正極に引き寄せられる傾向がある。
VT1が閉じ、VT2が開かれると、巻線の始まりが一次電源の正の極から負の極に切り替えられる。 この場合、以前は対称的なプロセスが考えられます。つまり、C3が放電され、C2が充電されます。 一次巻線とのそれらの共通点はマイナス電源に引き寄せられる傾向がある。
コンバータの上記2つのサイクルの結果として、電流の交互の方向は一次巻線に生成され、それはトランスコアに交番磁束を開始し、フローは二次巻線に交流電圧を誘起します。
両方のキーを保護するために保護ダイオードVD1及びVD2架橋されているように、一次巻線の結論に整流の瞬間では、キーを損傷する可能性電圧パルスを発生することができます。
2ストロークパルスコンバータのパワーカスケードのブリッジ回路
ブリッジ回路（ブリッジ）は、キーVT1〜VT4によって形成された4つのアームからなる。 橋には2つの対角線があります。 1つの対角線が主電源に接続されています。 パルストランスT1の1次巻線Iは、第2の対角線に接続されている。
変圧器コア内に交流磁束の一次巻線を形成するために、キー対VT1、VT4およびVT2、VT3が交互に切り換えられる。
保護ダイオードVD1、VD2、VD5無負荷磁界エネルギーを除去されないように彼女の通勤一次巻線の両端のスイッチングパルスは、主電源に戻されるVD6。
デッドタイム（一時停止）
制御信号を除去するとき、トランジスタは完全に閉じるまでに時間がかかる。 キー（ブリッジ回路における鍵ペア）が閉鎖されていないか、完全に閉じられていない、及び第2の鍵（鍵ペア）が開かれた場合、主電源回路のソースが作成された公開鍵を分流されます。 この場合、トランジスタは相当量の熱を配分し、過負荷状態で動作し、または故障する可能性さえある。 これが起きないようにするために、スタートアップクロック間に特別な休止があります。これは、完了したメジャーで作業したキーを完全にロックするのに必要な時間です。 この時間は、「死んだ休止時間」または「不感時間」と呼ばれます。
調整モードと安定化モード
パルス変換器の考えられているすべての方式について、出力パラメータの安定化と安定化プロセスの構成の一般原則は、 パルス変調。 図18は、出力電圧と電流の制御による変換プロセスの構成のブロック図を示しています。
一次電源PIは、SIMのパルス変調方式とVCの出力段とにエネルギーを供給する。 パルス変調回路は、制御ユニットの制御チャネル上に送信される制御信号を生成する。 UIの主要ソースの電源電圧を変換した結果としてのVCの出力段は、SCN電圧監視回路によって制御される負荷Hに電圧を生成する。 負荷電流は、CTK電流モニタ回路によってモニタされます。 フィードバックチャネルCOSTおよびCOSFの制御方式は、SIMのパルス変調方式の入力に情報信号を形成する。 これらの信号に基づいて、SIMは、CUの制御チャネルを介してVCの出力段に供給される制御信号の必要な特性を生成する。
このブロック図は、電流、電圧、負荷電力など、一度にいくつかのパラメータを制御および制御できる、最も複雑なコンバータのバージョンを反映しています。 場合によっては、より単純なバージョンで十分です。 例えば、電圧調整のみが必要な場合、電流制御回路を除外すること、例えば低電力を供給することが可能である 電子デバイス。 電流監視のみが必要な場合は、電圧制御回路を省略することができます。これは、通常、LEDマトリクスの電源を作成する際に必要となります。 電圧および電流制御付きの完全な回路は、開発に役立ちます 充電器、電流と最大の両方を制限する必要があるとき 許容応力、または一般に、マイクロコントローラ回路を使用して変換動作のためのより複雑なアルゴリズムを作成することができる。
結論
インパルス技術では、設計上考慮しなければならないニュアンスがたくさんありますが、これらは特定のソリューションで対処する必要がある狭いトピックです。 提供される情報は一般的なものであり、事実認定です。 1つの記事では、多様性とエキゾチックな回路をすべてカバーすることは不可能です。 しかし、あなたが考慮する必要のないどんなデバイスでも、基本原則は事実上変わりません。 したがって、基本を学んだことで、どんな複雑さの回路も確実に理解できます。
敬具Mikhail Stashkov。