溶接機は、世界で最も人気のある機器の1つです。 溶接された作業はあらゆる場所で非常に大規模に行われます。
もちろん、これらのデバイスにはさまざまな種類があり、アンペアなどで発行されている動作原理、寸法によって異なります 技術的特徴と。 交流と直流で動作する機器もあります。
溶接機 直流 最も一般的です 直線（電極マイナス、ディテールプラス）と逆方向（電極プラスマイナス部分）の2つの動作モードをサポートしています。 多くの場合、動作モードtkを変更する必要があります。 いくつかの金属は直線上にうまくつかみ、他の金属は逆極性になる。
このデバイスまたはそのデバイスの選択は、溶接機自身が守っている目標と密接に関連しています。
- どのような種類の金属が溶接されるか（種類と厚さ）。
- 作業現場にはどのような電流（電圧と強度）が存在しているか。
- 溶接機が何時に休止しなくてはならないか。
- そして、他の状況。
産業、製造、建設などで使用される溶接機 家庭で使用されるものとは異なります。 それらの主な違いは、電力とそれに応じたコストです。
今日、市場では、いわゆるインバータ - 電気アーク溶接機が非常に普及している。 ほとんどの溶接作業、複雑さと量を実行するのに最適です。 彼らはまた、2つの単純な理由のために日常生活の中で最も頻繁に使用されています - 彼らは小さな寸法と低コストを持っています。 さらに、インバータは扱いやすく、簡単に修理できます。 また、電子技術者は、基本的な知識を持っていても、ネットワーク上の多数の回路から自作のDC溶接機を作ることができます。
インバータを選択する上の基準をより詳細に検討します。
インバータについてのいくつかの事実と家のために選ぶべきもの
溶接される金属から始めましょう。 例えば、職場または構造で、多くの場合、溶接性の低い係数（溶接金属に抵抗する能力）を有する厚い金属部品又は金属を溶接する必要があります。 このような状況では、約300〜500A以上の出力でアンペア数を備えた強力な溶接機なしではできません。 しかし、厚さが5mmを超える金属シートまたは部品は、日常生活において非常にまれである。 そして、それらの溶接のために、160Aの電流強度を有するインバータが非常に適している。
など家、ガレージ、装備されている電圧は、多くの場合、高出力溶接機の正常な機能のために十分ではありませんので、 380V（3相）が必要です。 インバータを購入する前に、インバータを購入する場所で電圧を測定する必要があります。 溶接作業。 非常に頻繁に、店主が物品を店で買い物をする前にチェックし、家に帰ると彼は働かないことが分かります。 それはすべて緊張の欠如についてです。 したがって、自宅での通常運転に適した技術的特性を備えたインバータを購入する必要があります。
インバータは、特に家庭で使用されるDC溶接機であることが最も一般的です。 定電圧出力を得るために、特別な高電圧変換器が使用される。 作業中は非常に暑く、高品質の冷却が必要です。 より安価なモデルでは、インバータは金属（アルミニウムまたは銅）ヒートシンク - ラジエータを使用します。 より高価なモデルでは、装置をオフにすることなく非常に長い時間動作させることができるので、空気または水の冷却が使用される。 しかし、家庭用としては、電子素子をラジエータで冷却するインバータが適している。
上記のすべてを正確に判断すると、インバータまたはインバータのモデルを安全に購入することができます。
業界での溶接の幅広い応用は、新しい原則に基づいて溶接機の設計が急速に発展する中で表現されました。 しかし、近くの
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DC溶接用インバータ装置は、理想的な小型溶接機です。 高品質 インバータの出力における溶接電流の最高品質によって、アークの燃焼とその安定性が保証されます。 インバータにおける電流の複数の変換（一定の交流と交流の交流と周波数の変化）は、脈動特性を最小限にして出力に出力電流を生成する。 便利な操作、 自動シャットダウン 電極を貼り付けると、特に初心者の溶接機にとって、作業に大きな利便性が生まれます。 専門家はこのタイプの溶接機を優先しますが。
高周波電流の変換の原理で作られたインバータDC溶接は純粋に 家電。 強力な装置に基づいて、機械化された溶接方法のための産業ユニットが設計される。 保護ガス中の溶接のためのインバータ半自動機械は、溶融可能で非消耗性の電極を有する技術によって沸騰することができる。 アルゴン媒体中の非消耗電極（タングステンチップ）との溶接は、アルミニウムおよび高合金鋼（ステンレス鋼）の部品および構造を接合するために広く使用されている。
インバータータイプの溶接コンバーターは、新世代の機器と呼ぶことができます。 複数の電流変換のインバータ原理と、高周波電流で動作するパルス共振原理を使用して、通常の電力変換とダイオード整流に基づいてデバイスを上回りました 交流.
鍛冶屋のハンマーと山岳部の加熱から進歩を遂げ、金属部品を接続するための装置はエレガントな電子溶接機になった。
インバータはコンバータです 定電圧 変数の中に入れます。 インバータ（およびコンバータ）の主な要素は、周期的に電流を遮断したり、その方向を変えるスイッチングデバイスです。 インバータは、スイッチング素子（トランジスタまたはサイリスタ）のタイプ、変換された値（電流または電圧インバータ）の性質、転流の原理（ネットワークによって自律または駆動される）によって分類されます。 トランジスタ・インバータは、数百ワットを超えない低電力、サイリスタ・インバータで使用され、高電力および最大数百アンペアに達する電流で使用されます。
コンバータシステムでは、特にDCドライブでは、インバータモードを整流モードと交互に行うことができます。 モータモードでは、コンバータは整流器として動作し、DCモータに電力を伝送します。 モータが発電機モードに移行すると（負荷シンク、スロープなど）、インバータはインバータとして動作し、電気機械によって生成されたDCエネルギーをACネットワークに与えます。 反転されたとき、DC電圧源は、このEMFと電流の方向が一致し、AC負荷がEMFと電流が同じ消費者であることを特徴とするエネルギー発生器として機能する。
ネットワークによって駆動されるインバータ。 図3.41にゼロ出力の単相全波インバータの回路を示します。 サイリスタは周期a = pの各半周期を通して制御回路によって交互に開錠され、二次電圧 U ネットワークによって作成された2つの変圧器。 したがって、インバータはスレーブと呼ばれます。 関連性 E サイリスタは順方向にスイッチングされる。 ストレス U 2-1 , U 二次巻線上の2-2は周期的に符号を変化させ、周期の半分で折り返す E、もう一方は - それから減算されます。 電流は、電流の方向が反転すると、インバータからACネットワークに転送されます 私は 2と交流電圧 U 2は反対である。 いつと U 2および E 逆効果である。
反転のプロセスは、 U 2 > E。 反転モード U 2 (U 1）および 私 2 (私 1）は逆位相であり、グリッドへのエネルギー移動の指標である。
a = 0の場合（一般的には0< a < p/2) инвертор может работать как выпрямитель.
回路を整流モードから反転モードに移行するには、次のことが必要です。
1）直流電源を極性に接続し、整流モードを逆にする。
2）半巻線に負の極性の電圧を有するサイリスタを確実に開く U 2-1 , U 2-2 .
しかし、次のサイリスタが制御角a = pで正確にロック解除されていれば、他のサイリスタは閉じる時間がない。 閉鎖には、 t オフサイリスタ。 その後、しばらくの間 t チェーンが外れる 短絡 バイパス回路：二次巻線 - ロック可能なサイリスタ - 電源 E。 この現象はインバータを反転または反転させる破壊と呼ばれます。 このような望ましくない処理を避けるためには、調整角度αをある角度だけpよりも小さくする必要がある bロック解除の開角と呼ばれる。
リード角は、サイリスタ電流の転流（スイッチング周期γ）と開閉サイリスタのスイッチング後のロック特性を回復するのに十分でなければなりません。
インバータによってネットワークに供給される電力は、以下の3つの方法で調整することができます。 E; 電源の電圧を変える E 一定の前進で b 交流電圧 U 2 .
自律電流インバータを図2に示す。 3.43。 電源Eは、電流源モードでは、スロットル L 大インダクタンス。 サイリスタ T 1 , T 2を交互に開くトリガ U 図1において、 U in.2が制御システムから来ています。
開かれて、サイリスタ T 図1の左側半巻線は、 w 1-1電源供給 E その中には現在のものがあります 私は m1。 この電流は、第2（右）の半巻線にEMFを誘起する w 1-2および 二次巻線 w。 コンデンサ C kは、供給電圧Eの値の2倍まで充電される。入力制御パルス U イン・サイリスタ T 2が開き、コンデンサの電圧が第1のサイリスタをロックします T 1。 コンデンサ C kは、一次巻線を通って放電し、ある時間（ t オフ） - 両方のオープンサイリスタを通して。 いったんサイリスタ T 2が終了し、 C k、それは停止し、それは2まで充電を開始する E 他の極性。
アイドルモードでは、サイリスタを切り替えるときに大きな過電圧が発生し、サイリスタとコンデンサに悪影響を及ぼします。 これを避けるために、カットオフダイオードを備えた改善された回路が使用される。
自律型電圧インバータは、直流電圧を交流電圧に変換するように設計されている。 現在のインバータもあり、DCをACに変換します。 しかし、最も広く使用されているのは電圧インバータです。 それらは、整流器、バッテリまたは太陽電池などのDC電圧を 交番電圧、最も頻繁には50Hzの周波数、または調整の可能性のある他の任意の周波数である。
単相スタンドアロン電圧インバータ。 操作の原理
負荷上の交流電圧は、負荷の反対側の端子への直流電源の短期交互接続によって形成される。すなわち、一度に電源がその端子に接続される 1-2 負荷端子に接続されている 3-4 、そして次は - 端末に 4-3 . (図1 1 ）その結果、負荷を流れる電流は最初に一方向に流れ、他方では流れます。 そのようなスイッチングの周波数が増加すると、負荷上の交流電流の周波数が増加する。
図1 1 - 内蔵電圧インバータ。 操作の原理
片手に抵抗器があり、他方に電池があると想像すれば、一定の電圧から交流電圧を形成するプロセスを理解することはさらに容易である。 したがって、抵抗器は常に1つの固定位置にあり、バッテリはその極に接続されており、マイナスは抵抗器の同じ結論になります。 したがって、抵抗器を流れる電流は一方向に流れ、次に反対方向に流れる。 実際、半導体スイッチはスイッチの役割を果たします。
自律型電圧インバータの回路図を図2に示します。 図1 2。
図1 2 - 内蔵電圧インバータ。 回路図
最も一般的なものとして、能動誘導性負荷の例を使用したインバータの動作を考えてみましょう
ある時点で t 1 (図1 3 ）一対の対角に対向するトランジスタ VT 1 , VT 4 オープン、第2 VT 2 , VT 3が閉じられる。 電圧インバータおよび負荷を流れる電流は、時定数によって指数関数的に増加する τ= L H / R H 途中で "+" U FE – VT 1 – L H R H – VT 4 – «-» U FE 。 次の瞬間 t 2 (図1 4 ）トランジスタ VT 1 , VT 4 閉じた VT 2 , VT 3が開いている。
図1 3 - 時間間隔t1〜t2におけるインバータの要素を通る電流の経路
図1 4 - 時間間隔におけるインバータの要素を流れる電流の経路 t 2- t 3
しかし、インダクタンス L H 電流が即座にその方向を変えることはできません。 したがって、現時点では t 2 トランジスタのクローズ VT 1 , VT 4 発見 VT 2 , VT 3の電流は、インダクタンスに蓄積された磁場のエネルギー W L 氏 = L H 私 2 /2 ゼロまで減少しない（時間間隔 t 2 — t 3 ) (参照してください 図1 4 ）。 トランジスタ VT 1 , VT 4 既に閉じていると、電流はこの回路を流れる。 L H R H – VD 2 – U FE – VD 3 。 この時間間隔の間に、負荷からのエネルギーが電源に与えられる U FE .
整流器が電源である場合は、必要です シャントコンデンサC。 これにより、電流が反対方向に流れることが可能になる。
現時点で t 3 (図1 5 ）、電流はゼロに低下し、その後、その方向は変化する。 その間に t 3 < t < t 4 電流が蓄積し、経路に沿って流れます： "+" U FE – VT 2 – L H R H – VT 3 – «-» U FE 。 時間のコインで t 4 トランジスタ VT 2 , VT 3をもう一度閉じると、 VT 1 , VT 4 開かれます。 一定期間にわたる電流 t 4 < t < t 5 それがゼロになるまで同じ方向に流れ続ける。 現在の流路： L H R H – VD 1 – U FE – VD 4 .
図1 5 - 時間間隔におけるインバータの要素を通過する電流の経路 t 3- t 4
次回 t 5 (図1 6日 ）電流はゼロになり、その方向を変えて、時間間隔内で増加し始める t 5 < t < t 6 。 現時点で t 6 トランジスタが再び切り替わり、プロセスが繰り返されます。
図1 6 - 時間間隔におけるインバータの要素を通過する電流の経路 t 5- t 6
電流は回路「+」を流れ、 U FE – VT 2 –R H L H – VT 3 – «-» U FE 。 これにより、トランジスタ VT 1 …VT 4 交互に電源を接続してください U FE 負荷端子に：最初にプラス U FE 接続先 3 ターミナル、マイナス 4 その逆も同様である。
上記制御アルゴリズムトランジスタがインバータ出力電圧の大きさを格納し、現在の定数をロードし、それぞれが、ほとんどの場合、負荷電流の所望の量を得るために、電圧を変化させる必要があることができます。
自律型インバータの電圧を調整する方法
インバータの出力電圧を制御する方法は2つあります。
1）最初の方法は、電源U IPの電圧値を変更することです。
2）第2の方法は、インバータのいわゆる内部手段の助けを借りて、すなわち出力電圧の形状を変えることによって実現される。
第1の方法は非常に単純であり、調整された電源のみを必要とする。 第2の方法の本質は以下の通りである。 インバータ出力の電圧を変化させるためには、トランジスタのベースに印加される制御パルスをシフトさせる必要がある VT 2 と VT 4 の制御パルスに対して、 VT 1 と VT 3 制御角で α (図1 7日 ).
図1 7 - 単相電圧インバータトランジスタの制御アルゴリズム
出力電圧の値を調整する際のインバータの動作を考えてみましょう
時間間隔 t 1 < t < t 2 (図1 8日 オープントランジスタ VT 1 と VT 4 負荷電圧は電源に等しい あなた 氏 = U FE 。 次の瞬間 t 2 終了する VT 1 開く VT 3. その間 t 2 < t < t 3 (図1 第9 ）、電流は回路を流れる R H L H – VT 4- VD 3 負荷が短絡され、その両端の電圧がゼロになる あなた 氏 =0 。 現時点で t 3 ロック解除信号は、トランジスタのベースに印加される VT 2 ベースから取り除かれる VT 4 .
その結果、負荷に電源電圧が印加される あなた 氏 = — U FE 。 インダクタンスの回路内に存在することは、時間間隔 t 3 < t < t 4 (図1 10 ）、インバータを流れる電流は同じ方向に流れ続けます。 L H R H – VD 2 – U FE – VD 3 それがゼロに落ちた後、それはその方向を変え、チェーンに沿って流れます： U FE – VT 2 – R H L H – VT 3 (図1 11日 ).
図1 8 - 時間間隔における現在の通過経路 t 1- t 2
図1 9 - 時間間隔を通過する電流の経路 t 2- t 3
図1 10 - 時間間隔における現在の通過経路 t 3- t 4
図1 11 - 時間間隔を通過する電流の経路 t > t 4
電圧曲線におけるこの制御アルゴリズムトランジスタの結果として現在の電圧値の減少を伴う休止があります。 したがって、インバータ出力の電圧値を調整するには、制御角を変更する必要があります α.
この記事では単相2レベルの電圧インバータの原則が、そこマルチフェーズおよびマルチレベルインバータもありますが、自分の仕事の基本はインバータ原則の見直しです。
それが何であるかエレクトロニクスのインバータ
エレクトロニクスおよび電気工学のインバータは、調整可能または固定電圧および周波数出力とDCをACに変換するための装置です。 インバータが代替電源を持たない負荷用に設計されている場合、それは自律型と呼ばれます。 それらは広く電力、医療工学の機械溶接の様々な直接エネルギー変換システムでは、周波数調整と電気駆動用電池又は他の供給源からの交流電流を消費者に供給するために使用されるように。N.れます
これとは別に、インバータの概念を区別することができます。これは、否定（反転）の論理演算を実行する論理要素です。
インバータの動作は、デバイスの出力における電圧の極性を周期的に変化させるために、ある周波数でDC電圧源をスイッチングすることに基づいている。 周波数は、制御装置の制御信号によって設定され、制御装置と呼ばれる特別な回路によって形成される。 電圧レベル調整、スイッチング周波数同期、過負荷保護などの機能も実行できます。
原則として、インバータは以下のように分けられます。
オフライン 例えば、コンピュータUPSおよび電流インバータ（AIT）において、電圧インバータ（AIN）に分割され、
従属 - ネットワーク（例えば、X線パワーコンバータ）によって駆動される。
自律型インバータ（AI）におけるスイッチング素子の役割において、標準および2動作サイリスタと同様に、すべてのタイプのトランジスタが広く使用されている。 トランジスタレンチ バイポーラと fET 小さくて 平均電力。 サイリスタは、強力な回路でより頻繁に使用されます。
すべてのAIはいくつかの種に分けることができます。
変換スキームによれば： 単相、三相、電源スキームのバリエーションおよびいくつかの他の特性を含む。
転流の方法：制御回路によって完全に整流され、2段整流の負荷および直列インバータに並列に接続されたスイッチングコンデンサ
また、依存するAI電圧（AIN）および電流（ANT） 電源の種類とAIとの接続から
自律電力インバータ（AIN） |
このタイプの装置は、バルブを交互にペアリングすることにより、電圧源に周期的に接続することにより負荷に交流電圧を発生させます（下図参照）。
電源は、電圧発生器モード（容量性フィルタを備えたバッテリまたは整流器）で動作します。
各サイリスタにはスイッチング回路が設けられている。 回路が負荷上で動作するとき、矩形波電圧パルスが形成され、電流の形状はその負荷パターンに依存する。 それが純粋にアクティブであれば、電流パルスの形状は電圧の形を繰り返す（図の点線）。負荷が活発に誘導的である場合、電流i nは時定数で指数関数的に変化する。
サイリスタの次のペア（VD1とVD4）がロックされ、別のUNが開くと、それは突然変化し、電流はしばらくその方向を維持し続けます。 この電流が確実に流れるようにするには、逆ダイオードVD5-VD8が必要であり、電流はコンデンサCを通って閉じられる。
剛性、負荷電圧のUn = E.なぜなら - 負荷の高周波電流は、制御回路、インバータの負荷特性によって与えられます。
したがって、入力電流AINは、整流用コンデンサCからANIは、より高い定格容量を必要とする場合、交互に（場合RL負荷）です。 アイドル（XX）からの過負荷の可能性が高いバルブされた値に - そのようなスキームは、負荷の広大な範囲での作業が可能です。
対称出力電圧を持つ負荷の最大電流レベルは次のようになります。
I nmax = I 0×（1-e -T /2τ/ 1 + e -T /2τ）
ここで、I 0 = E / R n; τ= LH / RH; Tは期間
Eを変更するか、パルス幅を調整して、インバータ出力の電圧を調整します。 後者はいくつかの方法で行うことができます：
aIN負荷内の各電圧パルスは、その持続時間を変える数種類から形成されます（図a）。
サイリスタの一組を閉じ、遅延（図B）の別のペアを含めることによって、各半サイクルの動作時間の短縮。
位相調整制御回路（C）を介して幾何学的加算出力電圧をトランスを介して共通の負荷で動作し、2つのインバータを使用して。
最初の2つのケースでは、高調波の振幅が増加しますが、最初のケースでは、 出力電圧正弦波の形に近い。
自律電流インバータ（AIT） |
回路は大きなインダクタンスによって給電されるので、消費される電流は実質的に変化しません。 交互の矩形電流パルス電圧波形によって生成された負荷（ないロック）ventelnyh対を切り替えることにより、通常、アクティブ型静電容量である負荷の性質に依存しています。
段階的に変化するが、時間間隔内に容量Cを過充電に起因する以前に使用サイリスタは逆電圧下にあるので、ロックされた負荷電流を介して（例えば、VD1及びVD4を働き、VD2とVD3が含まれる）次のスイッチングサイリスタ中以下のスキームから分かるように 。 この間隔は、半導体バルブをスイッチオフする時間よりも長いことが保証されなければならない。 時定数タウ長く、負荷の低速の電圧変化、リニアほぼ近い変化の法則、およびパルス形状はますます三角形になります。 電流インバータの外部特性はソフト（急激に低下）であり、アイドリングは完全に不可能である。
負荷上の電圧の相対値と特性の出現は、次の式で近似することができます。
能動誘導性負荷の場合、デバイスは動作不能であり、この負荷は必ずコンデンサによって分路されなければならないことに注意してください。
実際の状態では、L =∞またはC =∞を提供することは困難であるため、AINおよびAITの実際のスキームはいくつかの中間的な特性を有する。
低電力単相負荷電圧が電源レベルから著しく異なる供給するために、半導体バルブの1対poluobmotkami変圧器を交換する方式を使用すると便利であり、彼はU nおよびU nを調整することができます。
VD1バルブがオンになると、電流は電源ユニットからインダクタンス、変圧器W1の半巻線および実際のVD1を通って流れる。 二次巻線では、EMFが誘起され、接続された負荷に電流が発生します。
スイッチング容量Cは、（W2における自己誘導のEMFの出現のために）ほぼ2倍の主電圧レベルに充電される。 SS制御回路が第2のサイリスタをオンにすると、コンデンサはVD1に並列に接続され、ロックされ、アルゴリズムが繰り返されます。
負荷には、制御回路によって設定された周波数で電圧が生成される。 電圧の形状は負荷抵抗Rnに依存します（for 大きな値 それは三角形に近く、下から矩形に近い）、値は変換比EとR nの値から得られます。
インダクタンスの両端の電圧は、第二十、定電流充電容量に近いモードにおいてU Cの（一次巻線の半分にスケーリング）およびEとの間の差によって決定され、U cは、半導体素子のため危険である巨大（\u003e E）の値を、到達することができます。
制御回路の役割では、同じ電源から供給されるサイリスタ制御電極にエミッタフォロワを接続したトランジスタ対称マルチバイブレータを使用することができる。
場合によっては、直列インバータを使用して周波数の交流（f = 2 ... 50kHz）を得る。 サイリスタが切り替わる独自の共振チェーンを持っています。 下図の図は次のように動作します。 制御信号を印加することは、第1の半サイクル中に充電以下の半活性サイリスタVD2及びコンデンサCではL1、R1を、Cを介してVD1、電流が流れることを開くと、RL、L2及び第二のサイリスタを介して放電します。 この回路は、いくつかのモードで動作することができる。
不連続電流モードでVD1は、充電電流容量C rの崩壊後にオフにされる（Bのグラフ参照）。E.アップ制御回路は、第二のサイリスタ（およびその逆）を含む点です。 その結果、両方のサイリスタが電流を流さず、Ih = 0のときに時間間隔が現れる。
VD2、T。E.、両方サイリスタ、電流が通過している状態がある場合、連続電流モード（グラフg）に第1のサイリスタは、現時点ではオフになっています。 VD1オフは、これは、フローがオンVD2とL1のL2を介して放電用コンデンサ電流が逆起電力を発生する際、十分な電流がゼロに第1のサイリスタの開度を減少させるという事実のために発生した場合。 これには、VD1を通る電流が既に低下し始めたときにVD2を含める必要があります。 さもなければ、VD1、L1、L2およびVD2を流れる「スルー」電流、すなわち、短絡モードが避けられない。
最適モードは、負荷における電流の形状が正弦波状になる境界モード（グラフ、イン）である。 このようなインバータは、剛性の外部特性を提供しながら、すべてのパラメータVTh負荷の一定値で使用することをお勧めします。 低負荷では、インバータはモードから脱落することができるので、コンデンサC 0は並列に接続され、インバータは直列並列回路になる。
別のコンデンサC1が接続されている場合、単一サイクルのインバータは2サイクルに変換され、Cは充電され、C1は放電され、逆も同様である。 これにより、回路の効率が大幅に向上します。 シリアルインバータも多相です。