Un autre chargeur est assemblé selon le schéma d'un stabilisateur de courant à clé avec l'unité de surveillance de la tension atteinte sur la batterie pour assurer sa déconnexion en fin de charge. Pour contrôler le transistor clé, on utilise une puce spécialisée très répandue TL494 (KIA491, K1114UE4). L'appareil fournit une régulation du courant de charge dans les limites de 1 ... 6 A (10A max) et une tension de sortie de 2 ... 20 V.

Le transistor clé VT1, diodes et diodes VD5 puissance VD1 - VD4 dans le joint de mica doit être installé sur un dissipateur thermique commun 200 ... 400 cm2. L'élément le plus important dans le circuit est l'étranglement L1. L'efficacité du circuit dépend de la qualité de sa fabrication. En tant que noyau, vous pouvez utiliser transformateur d'impulsion  de l'alimentation des téléviseurs 3USTST ou similaire. Il est très important que le circuit magnétique ait un écart de 0,5 à 1,5 mm pour éviter la saturation à courants élevés. Le nombre de tours dépend du circuit magnétique spécifique et peut être compris entre 15 et 100 tours de fil PEV-2 de 2,0 mm. Si le nombre de tours est redondant, alors lorsque le circuit fonctionne dans le mode charge nominale  un sifflement doux sera entendu. En règle générale, un sifflement est seulement à des courants modérés, mais sous inductance de charge lourde en raison du biais du noyau tombe et arrête en sifflant. Si un arrêt sifflement à faibles courants et avec une augmentation supplémentaire du courant de charge commence brusquement à réchauffer transistor de sortie, la zone de noyau magnétique est insuffisante pour fonctionner à la génération de fréquence sélectionnée - le travail nécessaire pour augmenter le circuit de sélection de fréquence de la résistance R4 et le condensateur C3 établir un étranglement ou une taille plus grande. En l'absence d'un transistor de puissance de la structure p-n-p, de puissants transistors structure de n-p-n, comme indiqué sur la figure.

Comme précédemment inducteur VD5 diode L1 est souhaitable d'utiliser des diodes Schottky disponibles, calculé sur le courant d'au moins 10A et la tension de 50B, dans les cas extrêmes peuvent être utilisés diodes de milieu de gamme KD213, KD2997 ou importation similaire. Pour le redresseur, vous pouvez utiliser des diodes puissantes avec un courant de 10A ou un pont de diodes, par exemple KBPC3506, MP3508 ou similaire. La résistance de shunt dans le circuit doit de préférence être ajustée à la résistance requise. La plage de réglage du courant de sortie dépend du rapport de la résistance des résistances dans le circuit de sortie de la puce 15. Dans la position inférieure du moteur de la résistance de régulation à courant variable, la tension à la broche 15 du CI doit correspondre à la tension sur le shunt lorsqu'il le traverse surintensité. L'alternance résistance de réglage de courant R3 peut être réglé sur une résistance nominale, mais nécessaire pour ramasser adjacente à une résistance fixe R2 pour obtenir la tension souhaitée à la borne 15 de la puce.
La résistance de réglage de la tension de sortie variable R9 peut également présenter une variation importante de la résistance nominale de 2 ... 100 kΩ. En sélectionnant la résistance de la résistance R10, réglez la limite supérieure de la tension de sortie. La limite inférieure est déterminée par le rapport des résistances des résistances R6 et R7, mais il n'est pas souhaitable de la régler à moins de 1 V.

La puce est installée sur une petite carte de circuit imprimé 45 x 40 mm, les éléments restants du circuit sont installés sur la base de l'appareil et le radiateur.

Le schéma de câblage de la connexion du circuit imprimé est illustré dans la figure ci-dessous.

Options de PCB dans lay6

Pour les impressions nous disons merci dans les commentaires Demo

Le circuit utilise un transformateur de puissance rebobiné TS180, mais en fonction de l'amplitude des tensions de sortie et du courant requis, la puissance du transformateur peut être modifiée. Si suffisamment de tension de sortie 15 V et courant 6A, alors assez transformateur de puissance  puissance de 100 watts. La surface du radiateur peut également être réduite à 100 .. 200 cm2. L'appareil peut être utilisé comme bloc de laboratoire  alimentation avec limitation du courant de sortie réglable. Avec des éléments réparables, le circuit commence à fonctionner immédiatement et ne nécessite qu'un réglage.

Source: http://shemotehnik.ru

TL494 dans une unité d'alimentation à pleine puissance

Plus d'un an s'est écoulé depuis que j'ai sérieusement abordé le sujet des alimentations électriques. Lire merveilleux livres Marty Brown "Power Sources" et Semenov "Power Electronics". En conséquence, j'ai remarqué beaucoup d'erreurs dans les schémas de l'Internet, et récemment, je n'ai vu qu'une moquerie cruelle de ma puce TL494 préférée.

J'aime TL494 pour sa polyvalence, probablement il n'y a pas une telle alimentation qu'il serait impossible d'implémenter dessus. Dans ce cas, je veux considérer la mise en œuvre de la topologie la plus intéressante "demi-pont". Le contrôle des transistors du demi-pont est isolé galvaniquement, cela nécessite de nombreux éléments, en principe un convertisseur à l'intérieur du convertisseur. En dépit du fait qu'il ya beaucoup de pilotes demi-pont, l'utilisation du pilote du transformateur (TDG) pour écrire tôt, cette méthode est la plus fiable. Les pilotes Bootstrap ont explosé, mais je n'ai pas encore observé l'explosion de GDT. Le transformateur pilote est un transformateur d'impulsions conventionnel, calculé par les mêmes formules que le transformateur de puissance en considérant le circuit de commande. Souvent, j'ai vu l'utilisation de transistors puissants  dans l'accumulation de GDT. sorties de puce peuvent donner 200 mA dans le cas du conducteur bien construit est très bien, personnellement je balancé à une fréquence de 100 kilohertz et même IRF740 IRFP460. Regardons le schéma de ce pilote:

T
Ce circuit est inclus sur chaque enroulement de sortie GDT. Le fait que, au moment du temps mort de l'enroulement primaire du transformateur est ouvert et le secondaire n'est pas chargé, donc après la porte de sortie très sinueuse sera une introduction très longtemps en arrière, la résistance de décharge empêche la porte de chargement rapide et manger beaucoup d'énergie est gaspillée. Le diagramme de la figure est exempt de ces inconvénients. Les fronts mesurés sur une disposition réelle font 160 ns croissants et 120 ns tombant sur la grille du transistor IRF740.

De même, des transistors de construction de ponts dans le GDT construit sont construits. Pont tournant d'application en raison du fait que, avant la puissance TL494 de déclenchement atteint 7 volts, la puce de transistors de sortie sera ouvert au cas où l'inclusion du transformateur en push-pull se produire court-circuit. Le pont fonctionne de manière stable.

Le pont de diodes VD6 rectifie la tension de l'enroulement primaire et s'il dépasse la tension d'alimentation, il la renvoie au condensateur C2. Cela est dû à l'apparition de la tension inverse, mais l'inductance du transformateur n'est pas infinie.

Le circuit peut être alimenté via un condensateur amorti, maintenant 400 volts est utilisé pour k73-17 à 1,6μF. diodes de kd522 ou bien mieux que 1n4148, il est possible de remplacer par 1n4007 plus puissant. Le pont d'entrée peut être construit sur 1n4007 ou utiliser le xc407 prêt à l'emploi. Sur la carte appliquée par erreur kc407 comme VD6, il n'est en aucun cas déconseillé de le dire, ce pont doit être fait sur des diodes HF. Le transistor VT4 peut dissiper jusqu'à 2 watts de chaleur, mais il joue un rôle purement protecteur, vous pouvez appliquer kt814. Les transistors restants sont kt361, et il est extrêmement indésirable de les remplacer par kt814 à basse fréquence. L'oscillateur maître tl494 est réglé ici à une fréquence de 200 kilohertz, ce qui signifie que dans le mode push-pull, nous obtenons 100 kilohertz. Nous écraser GDT sur un anneau de ferrite de 1-2 centimètres de diamètre. Le fil est de 0,2-0,3 mm. Les spires doivent être dix fois plus grandes que la valeur calculée, ce qui améliore grandement la forme du signal de sortie. Plus namotato - moins vous avez besoin de charger la résistance GDT R2. J'enroule sur un anneau d'un diamètre extérieur de 18mm 3 enroulements de 70 tours. Tricotée surestiment le nombre de spires et la liaison Podgruzka composante alternative triangulaire, elle diminue avec l'augmentation des révolutions, mais réduit simplement la charge de son effet en pourcentage. La carte de circuit est fixée, mais pas tout à fait correspond au schéma, mais les blocs de construction de base sur là, plus ajouté un kit de corps de l'amplificateur d'erreur et le régulateur en série pour alimenter le transformateur. La carte est faite pour l'installation dans la section de la section de puissance.

Eh bien, alors. Nous avons déjà considéré le tableau de l'onduleur demi-pont, il est temps de l'appliquer dans la pratique. Prenez le un schéma typique  demi-pont, des complications particulières dans l'assemblage, il ne cause pas. Les transistors sont connectés aux bornes correspondantes de la carte, l'alimentation de bord est de 12 à 18 volts. toujours allumé 3 diode, la tension à travers les portes va baisser de 2 volts et nous aurons juste le droit 10-15 volts.

Considérez le schéma:
Le transformateur est calculé par le programme ou simplifié par la formule N = U / (4 * pi * F * B * S). U = 155B, F = 100 000 hertz avec nominale RC 1nF et 4.7kOm, B = 0,22 T, pour la ferrite moyenne ne dépend pas de la perméabilité du paramètre variable est seulement S - surface de la section des anneaux Bochin ou nappe W support magnétique en mètres carrés.

L'étranglement est calculé par la formule L = (Upeak-Ustab) * Tmert / Imin. Cependant, la formule n'est pas très pratique - le temps mort dépend de la différence de tension crête et stabilisée. La tension stabilisée est la moyenne de l'échantillonnage arithmétique à partir des impulsions de sortie (à ne pas confondre avec les valeurs efficaces). Pour une alimentation régulée dans toute la gamme, la formule peut être réécrite comme L = (Upek * 1 / (2 * F)) / Imin. On peut voir que, dans le cas d'une régulation de pleine tension, l'inductance est d'autant plus nécessaire que la valeur de courant minimale est petite. Que se passe-t-il si l'alimentation est moins chargée que le courant Imin .. Et tout est très simple - la tension tendra à la valeur maximale, il semble ignorer le starter. Dans le cas du réglage de la tension de contre-réaction ne peut pas augmenter, à la place, les impulsions seront écrasés de sorte qu'il n'y aura que leurs fronts, la stabilisation aura lieu par des transistors de chauffage, essentiellement régulateur linéaire. Je considère comme correct de prendre Imin pour que les pertes du régime linéaire soient égales aux pertes à charge maximale. Ainsi, le réglage reste dans toute sa plage et n'est pas dangereux pour l'alimentation électrique.

Le redresseur de sortie est construit selon un schéma de pleine onde avec un point moyen. Une telle approche permet de réduire de moitié la chute de tension aux bornes du redresseur et d'appliquer permet l'assemblage de diodes prêt avec une cathode commune, qui ne coûte pas plus de odinichnogo diode, ou par exemple MBR20100CT 30CTQ100. Le premier chiffre du marquage indique un courant de 20 et 30 ampères, respectivement, et la deuxième tension est de 100 volts. Il convient de noter que les diodes auront une double tension. Ie. nous obtenons 12 volts sur la sortie, et sur les diodes il y en aura 24 en même temps.

Transistors demi-pont .. Et ici, il est nécessaire de penser à ce dont nous avons besoin. Relativement transistors de faible puissance le type IRF730 ou IRF740 peut fonctionner à très hautes fréquences, 100 kilohertz pour eux n'est pas la limite, d'ailleurs, nous ne risquons pas un schéma de contrôle basé sur des détails pas très puissants. A titre de comparaison, la capacité de grille du transistor 740 1,8nf totale et IRFP460 ensemble 10nF, ce qui signifie 6 fois plus de puissance iront à la transfusion de chaque capacité demi-cycle. De plus, il va resserrer les fronts. Pour les pertes statiques, on peut écrire P = 0,5 * Rotkr * Imp ^ 2 pour chaque transistor. Mots - résistance du transistor ouvert multiplié par le carré du courant à travers lui, divisé par deux. Et ces pertes sont généralement de quelques watts. Une autre chose est les pertes dynamiques sont des pertes à l'avant, lorsque le transistor passe à travers la totalité du régime haï de A, et que le régime du mal perd à peu près décrit comme la puissance maximale, multipliée par le rapport de la durée des deux fronts de la durée de la demi-période, divisée par 2. Pour chaque transistor. Et ces pertes sont beaucoup plus que statiques. Par conséquent, si l'on prend un transistor plus puissant, quand
vous pouvez faire avec une option plus facile, vous pouvez même perdre en efficacité, alors ne pas abuser.

En regardant la capacité d'entrée et de sortie, vous pouvez les mettre trop grand, et il est tout à fait logique, car malgré la fréquence de fonctionnement de l'alimentation dans le 100 kilohertz, nous sommes tous les mêmes redressent la tension du réseau de 50 Hz, et dans le cas d'une capacité insuffisante, nous avons à la sortie nous obtenons le même sinus rectifié, il est remarquablement modulé et démodulé en arrière. La pulsation vaut donc la peine d'être recherchée à une fréquence de 100 hertz. Ceux qui ont peur du "hf noise", je vous assure, ne sont pas là non plus une goutte, vérifiée par un oscilloscope. Mais augmenter la capacité peut conduire à des courants de démarrage énormes, et ils vont nécessairement provoquer des dommages au pont d'entrée, et des condensateurs de sortie gonflés également à l'explosion de l'ensemble du circuit. Pour corriger la situation, j'ai introduit quelques ajouts au circuit - le relais de contrôle de charge de la capacité d'entrée et de démarrage progressif sur le même relais et le condensateur C5. Pour évaluations ne répondent peut non seulement dire que C5 est chargé par la résistance R7, et estimer le temps de charge peut être de la formule T = 2pRC, la même vitesse facturera la capacité de sortie, charge U = décrit courant constant I * t / C, mais pas exactement, mais vous pouvez estimer la poussée actuelle selon le temps. Au fait, sans étranglement, cela n'a pas de sens.

Voyons voir ce qui s'est passé après la révision:

Et imaginons que l'alimentation est fortement chargée et en même temps éteinte. Nous l'allumons, et la charge des condensateurs n'arrive pas, juste la résistance sur la charge brûle et c'est tout. Le problème, mais il y a une solution. Le deuxième groupe de contact du relais est normalement fermé, et si l'entrée 4 du microcircuit est fermée avec un stabilisateur intégré de 5 volts sur la 14ème branche, la durée d'impulsion diminuera jusqu'à zéro. La puce est désactivée, les touches de puissance verrouillées, la capacité d'entrée est chargée, les clics relyushki, le début de la charge du condensateur C5, la largeur d'impulsion va augmenter lentement pour le fonctionnement, le bloc d'alimentation est prêt à fonctionner. En cas de chute de tension dans le réseau, le relais sera déconnecté, ce qui entraînera la déconnexion du circuit de contrôle. En restaurant la tension, le processus de démarrage sera répété à nouveau. Il semble que je l'ai fait correctement, si quelque chose me manque, je serai heureux avec des commentaires.

Stabilisation du courant, il joue ici un rôle plus protecteur, bien qu'il soit possible d'ajuster la résistance variable. Mise en œuvre via un transformateur de courant, car il a été adapté à une alimentation avec une sortie bipolaire, et ce n'est pas si simple. Le calcul de ce transformateur est très simple: la résistance de shunt en R ohm est transférée à enroulement secondaire  avec le nombre de spires N en tant que résistance Rnt = R * N ^ 2, on peut exprimer le rapport de tension du nombre de spires et tombe sur le shunt équivalent, il doit être supérieure à la chute de tension de la diode. Le mode de stabilisation de courant démarrera lorsque la tension à l'entrée de l'ampli-tuner essayera de dépasser la tension à l'entrée. Basé sur ce calcul. L'enroulement primaire est le fil tendu à travers l'anneau. Il faut tenir compte du fait que la rupture de charge du transformateur de courant peut conduire à l'apparition d'énormes tensions à sa sortie, au moins suffisantes pour la panne de l'amplificateur d'erreur.

Les condensateurs C4 C6 et les résistances R10 R3 forment un amplificateur différentiel. Grâce à la chaîne R10 C6 et au miroir R3 C4, on obtient une chute triangulaire de la caractéristique amplitude-fréquence de l'amplificateur d'erreur. Cela ressemble à un changement lent de la largeur des impulsions en fonction du courant. D'une part, cela réduit la vitesse feedback, d'autre part, rend le système stable. Ici l'essentiel est d'assurer le soin d'un acx inférieur à 0 décibels à une fréquence ne dépassant pas 1/5 de la fréquence de la cale, ce retour est assez rapide, contrairement au retour de la sortie du filtre LC. La fréquence de démarrage de coupure de -3 dB est calculée comme F = 1 / 2pRC où R = R10 = R3; C = C6 = C4, je ne réponds pas pour les dénominations dans le schéma, je n'ai pas. Auto-amplification

le circuit est considéré comme le rapport de la tension maximale possible (temps mort tend vers zéro) sur le condensateur C4 à la tension de la puce intégrée du générateur de scie et traduit en décibels. Il soulève le système fermé vers le haut. Compte tenu du fait que nos chaînes kompentsisuyuschie font la baisse de 20 dB par décennie depuis la fréquence de 1 / 2pRC et sachant cette hausse est facile de trouver le point d'intersection avec 0 dB, ce qui ne devrait pas être plus de 1/5 de la fréquence de la fréquence de fonctionnement, à savoir, 20 kilogerts.Stoit a noté que le transformateur ne doit pas gaspiller une énorme réserve de puissance, le courant de défaut contraire ne devrait pas être particulièrement important, ou même que la protection à haute fréquence ne fonctionnera pas sur le temps, bien et tout à coup il kA pop up .. Alors que ceux-ci ne sont pas abuser .

Pour aujourd'hui tout, j'espère que le régime sera utile. Il peut être adapté au chargeur de tournevis, ou faire une sortie bipolaire pour alimenter l'amplificateur, il est également possible de charger les batteries avec un courant stable. Sur le feuillard complet tl494, nous traitons dans la dernière partie, à partir des ajouts, uniquement le condensateur de démarrage en douceur C5 et les contacts de relais sur celui-ci. Eh bien, note importante - le contrôle de la tension sur les condensateurs en demi-pont a forcé le circuit de contrôle à être connecté à la puissance afin qu'il ne permette pas d'utiliser l'alimentation avec un condensateur amorti, au moins avec redressement du pont. Une solution possible est un redresseur demi-onde, typiquement un demi-pont de diodes ou un transformateur dans le poste de garde.

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