TL494用車のバッテリー充電器

充電時にオフであることを確認するために、バッテリ電圧製制御と、現在のノードのキー安定剤のスキームの下で収集され、別の充電が完了しました。スイッチングトランジスタは、広く一般的な特殊チップTL494（KIA491、K1114UE4）が使用されている制御します。このデバイスは、1 ... 6 A（10A max）の範囲と2 ... 20 Vの出力電圧範囲内で充電電流レギュレーションを行います。

キートランジスタVT1、VD5ダイオード及び電力ダイオードVD1 - VD4マイカガスケットを介して、共通のヒートシンク200 ... 400平方センチメートルにインストールする必要があります。回路の最も重要な要素はチョークL1です。回路の効率は、その製造の品質に依存する。コアとして、あなたはパルストランス TVセット3USTST等の電源から供給される。磁気回路が飽和を防止するために約0.5~1.5mmの間隙を有することは非常に重要である大電流。回転数は、磁気コアに依存し、範囲内にワイヤSEW-2の15 ... 100ターン2.0ミリメートルであってもよいです。ターン数が冗長である場合、回路がモードで動作しているとき定格荷重柔らかいホイッスル音が聞こえます。原則として、口笛の音が中程度の電流であるが、重い負荷インダクタの下に起因するコアの偏りに低下し、停止を口笛。風切り音が小さい電流で、負荷電流の更なる増加が急激に出力トランジスタをウォームアップを開始して停止した場合、その後、磁気コア領域は、選択された周波数発生で動作するのに十分ではない - 必要な作業は、抵抗R4の周波数選択回路を高めるために、コンデンサC3は、チョークまたはより大きなサイズを確立します。 p-n-p構造のパワートランジスタがない場合、強力なトランジスタ n-p-nの構造図に示すように、

ダイオードVD5インダクタL1前のように極端な場合にはミッドレンジ・ダイオードKD213、KD2997又は同様のインポートを使用することができる、少なくとも10Aおよび50Bの電圧の電流に基づいて計算し、任意の利用可能なショットキーバリアダイオードを用いることが望ましいです。整流するための任意の強い電流ダイオードまたはダイオードブリッジ10Aは、例えばKBPC3506、MP3508等であってもよいです。回路のシャント抵抗は、好ましくは必要なものに調整されるべきである。出力電流調整範囲は、チップの出力回路15における抵抗の比に依存します。可変電流調整抵抗のエンジンの下部位置では、ICのピン15の電圧は、シャントの電圧がシャントの電圧に一致する必要があります過電流。交流電流調整抵抗R3は、任意の公称抵抗に設定するが、チップの端子15に所望の電圧を達成するために、固定抵抗R2に隣接をピックアップするために必要なことができます。
可変出力電圧調整抵抗R9は、2 ... 100kΩの公称抵抗の幅広い変動を持つこともできます。抵抗R10の抵抗値を選択することにより、出力電圧の上限値を設定します。下限は抵抗R6とR7の抵抗の比によって決定されますが、1V未満に設定することは望ましくありません。

チップは、45×40 mmは、他の回路素子は、ベースユニットとラジエータに搭載された小型のプリント回路基板上に搭載されています。

PCB接続の配線図を下図に示します。

lay6のPCBオプション

私たちは、デモのコメント

この回路では巻き戻し型電源トランスTS180を使用しましたが、必要な出力電圧と電流の大きさに応じて変圧器の電力を変更することができます。十分な出力電圧15Vと電流6Aがあれば、十分です電源トランス 100ワットの電力。放熱器の面積も100cm 2に縮小することができます。このデバイスは、実験室ブロック調整可能な出力電流制限付き電源。サービス可能な要素では、回路はすぐに動作し始め、調整だけが必要です。

ソース：http://shemotehnik.ru

TL494フルパワーサプライユニット

私は真剣に電源の話題に取り組んでから1年以上が経過しています。素晴らしい本を読むマーティ・ブラウン "パワーソース"とセメノフ "パワーエレクトロニクス" その結果、私はインターネットからのスキームで多くのミスを見て、最近では、唯一の私のお気に入りのチップTL494の残酷な嘲笑を参照してください。

私はTL494の多機能性が大好きですが、おそらくそれに実装することは不可能なような電源はありません。この場合、最も興味深いトポロジ「ハーフブリッジ」の実装を検討したいと思います。ハーフブリッジのトランジスタの制御は電気的に絶縁されており、これには多くの要素が必要であり、原則としてコンバータ内部のコンバータが必要である。多くのハーフブリッジドライバが存在するという事実にもかかわらず、トランスドライバ（GDT）の使用は、早期帳消しにする、この方法は、最も信頼性の高いです。ブートストラップドライバが爆発しましたが、私はまだGDTの爆発を観察しませんでした。ドライバトランスは、従来のパルストランスであり、駆動回路を考慮した電源トランスと同じ式で算出される。私はしばしば強力なトランジスタ GDTの蓄積にチップの出力が十分に構築されたドライバの場合には200ミリアンペアの電流を与えることができるでは非常に多く、個人的に私は100キロヘルツの周波数で揺動し、さらにIRF740 IRFP460。このドライバの体系を見てみましょう：

T
この回路は各出力巻線GDTに含まれています。変圧器の一次巻線のデッドタイム時には開いており、二次がロードされていないので、非常に巻き排出ゲートの後に放電抵抗が急速充電ゲートを防ぎ、多くのエネルギーを食べるようになる、背中非常に長い導入を行くという事実が無駄になります。図の図には、これらの欠点がありません。実際のモックアップで測定前線は160nsのが120nsが上昇し、ゲートトランジスタIRF740の落下作られました。

同様に、ビルドアップGDTのブリッジ構築用トランジスタも構築されています。トリガTL494電力が7ボルトに到達する前に、出力トランジスタチップが発生するプッシュプルとして場合に変圧器の包含を開かれるという事実に起因アプリケーションスイングブリッジ短絡。橋は安定して働く。

VD6ダイオードブリッジは、一次巻線からの電圧を整流し、それを超えた場合、電源電圧は、コンデンサC2へと戻ります。これは逆電圧の発生によるものですが、トランスのインダクタンスは無限ではありません。

この回路は減衰コンデンサを介して給電することができます.1.6μFでk73-17には400ボルトが使用されます。 kd522のダイオードや1n4148よりはるかに優れているため、より強力な1n4007と交換することが可能です。入力ブリッジは1n4007で構築するか、既製のxc407を使用します。ボード上で誤ってVD6としてkc407を適用した場合、それを置くことはお勧めできません。このブリッジはHFダイオードで作成する必要があります。トランジスタVT4は最大2ワットの熱を放散できますが、純粋に保護的な役割を果たします.kt814を適用できます。残りのトランジスタはkt361であり、それらを低周波kt814で置き換えることは極めて望ましくない。マスター発振器tl494はここでは200kHzの周波数で設定され、これはプッシュプルモードでは100kHzになることを意味します。我々は直径1〜2センチメートルのフェライトリングでGDTをマッシュします。ワイヤーは0.2-0.3mmです。ターン数は計算値の10倍でなければなりません。これは出力信号の形状を大幅に改善します。より多くのナモータ - より少ないGDT抵抗R2をロードする必要があります。私は外径が18mmの3本の巻線を70回巻いたリングに巻いた。ターン数の過大評価と、電流の三角成分による強制負荷は接続され、ターンの増加に伴って減少し、負荷は単にそのパーセンテージ効果を減少させる。回路基板は同梱されていますが、回路にはあまり対応していませんが、メインブロックには誤差増幅器の本体キットと変圧器の電源用の逐次安定器が付いています。ボードは、電源セクションボードのセクションに設置するために作られています。

そうですね。我々は既にハーフブリッジインバータのボードを検討しましたが、実際にそれを適用する時です。〜を取る典型的なスキームハーフブリッジ、アセンブリの特別な合併症、それは発生しません。トランジスタは基板の対応する端子に接続され、オンボード電源は12-18ボルトである。一貫して3つのダイオードをオンにすると、ゲートを横切る電圧は2ボルト降下し、10-15ボルトになります。

スキームを考えてみましょう。
変圧器は、プログラムによって計算されるか、または式N = U /（4 * pi * F * B * S）によって簡略化される。公称RCは1nFと4.7kOmとU = 155B、F =10万ヘルツ、B = 0.22 T、平均フェライトは可変パラメータの透過性に依存しないためだけSは - 断面積Bochin環又は平方メートル磁気媒体ウェブW。

スロットルは、L =（Upeak-Ustab）* Tmert / Iminの式で計算されます。しかし、公式はそれほど便利ではありません。デッドタイムは、ピークと安定化電圧の差によって決まります。安定化電圧は、出力パルスからの算術サンプリングの平均です（実効値と混同しないでください）。フルレンジの安定化電源では、L =（Upek * 1 /（2 * F））/ Iminと書き直すことができます。全電圧調整の場合、インダクタンスが必要になるほど、最小電流値が小さくなることがわかります。電源は現在値Imin未満でロードされている場合、何が起こる...、すべてが非常に簡単です - 電圧がピーク値になる傾向がある、スロットルを挑むかのようにそれがあります。代わりに、立ち上がることができないフィードバック電圧を調整する場合には、パルスのみ、それらの前線が存在することになるように粉砕され、安定化は、加熱トランジスタ、本質的に線形レギュレータによって行われます。私は線形体制の損失が最大荷重時の損失と等しくなるようにIminを取ることが正しいと考えます。したがって、調整は全範囲のままであり、電力供給にとって危険ではない。

出力整流器は、平均点を有する全波方式に従って構築される。そのようなアプローチはodinichnogoダイオード、又は例えばMBR20100CT 30CTQ100超えない費用ない共通陰極と準備ダイオードアセンブリを可能にする整流器の両端の電圧降下を半分にして適用することを可能にします。マーキングの第1桁は、それぞれ20アンペアおよび30アンペアの電流を示し、第2電圧は100ボルトである。ダイオードは2倍の電圧を有することに留意すべきである。つまり我々は出力に12ボルトを得、ダイオード上に同時に24がある。

トランジスタハーフブリッジ..そして、ここで我々が必要とするものを考える必要があります。相対的に低電力トランジスタティポIRF730または非常に高い周波数で動作することがIRF740、彼らのために100 kHzのが限界ではないが、さらに、我々は非常に強力ではない内容に基づいて、同じリスク管理スキームではありません。比較のために、6倍以上の電力を意味し、トランジスタのゲート容量740の合計1,8nfとIRFP460全体10nFのは、各半サイクル容量の輸血に行きます。プラス、それは前線を締め付けるでしょう。静的損失については、各トランジスタごとにP = 0.5 * Rotkr * Imp ^ 2と書くことができます。ワード - オープントランジスタの抵抗に2倍した電流の2乗を掛けたもの。これらの損失は通常数ワットです。トランジスタは、Aの嫌っ制度の全てを通過するときにもう一つは、動的損失が前面に損失されており、その邪悪な体制は概ね各トランジスタに2で割った半周期の期間に2つの面の持続時間の比を乗じた最大電力として説明失っています。これらの損失は、静的なものよりはるかに多くあります。したがって、より強力なトランジスタを使用すると、
あなたは軽量化のオプションを取得することができ、あなたも効率に失うことができるので、それを乱用しないでください。

入力と出力の容量を見ると、あなたが大きすぎる、それらを配置することができ、100キロヘルツで電源の動作周波数にもかかわらず、私たちは同じことが50ヘルツの電源電圧をすべてまっすぐにされ、出力で我々が持っている容量不足の場合には、我々は同じを得るためには、非常に論理的ですそれは顕著に変調され復調されます。したがって、脈動は100ヘルツの周波数で検索する価値があります。私は少しは何もありませんそれらを保証しない「高周波ノイズ」を恐れている人たちは、オシロスコープをチェックします。彼らは、入力橋の損傷や過度の出力容量はまた、全体のスキームの爆発で発生しますとしてではなく、静電容量の増加は、大きな突入電流が発生することがあります。状況を修正するために、私は回路にいくつかの追加機能、すなわち入力容量の充電制御リレーと同じリレーとコンデンサC5のソフトスタートを導入しました。評価は唯一C5は抵抗R7を介して充電し、式T = 2pRCから得ることができる充電時間を推定していると言うことができます応答しないために、同じ速度では、私はしていないが、T / Cを* =定常電流説明U充電、出力容量を充電します正確には、現在のサージを時間によって見積もることができます。ところで、スロットルがないと意味がありません。

処理の後に何が起こったのかを見てみましょう：

そして、電源が重く負荷がかかっていると同時に、電源が切られたとしましょう。私たちはそれをオンにし、コンデンサの充電は起こらず、充電器の抵抗器が焼損しているだけです。問題はありますが、解決策があります。リレーの第2の接点グループは通常閉鎖されており、第4のレッグの5ボルトの統合スタビライザでマイクロ回路の4つの入力が閉じられると、パルス持続時間はゼロに減少する。チップがオフになり、電源スイッチがロックされ、入力容量が充電され、スイッチがクリックされ、コンデンサC5が充電を開始し、パルス幅が徐々に動作するまで上昇し、電源は動作準備完了です。ネットワークが電圧低下した場合、リレーが切断され、制御回路が切断されます。電圧を回復することによって、スタートアッププロセスが再び繰り返されます。私はそれを正しくやったようです。何かが恋しくなると、私は何かのコメントに満足しています。

可変抵抗器を調整することは可能ですが、電流の安定化、ここではより保護的な役割を果たします。電流トランスを介して実装されています。これはバイポーラ出力の電源に適合していたため、単純ではありません。このトランスの計算は非常に簡単です。シャント抵抗はR ohmで二次巻線ターン数Nを抵抗Rn = R * N ^ 2とすると、巻数と等価分路の電圧降下の比から電圧を表現することができますが、これはダイオードの電圧降下よりも大きくなければなりません。オペアンプの入力の電圧が入力の電圧を超えようとすると、現在の安定化モードが開始します。この計算に基づいて。一次巻線は、リングを通って引き伸ばされたワイヤである。電流変圧器の負荷遮断が、出力に少なくとも誤差増幅器の故障に十分な大きさの電圧が現れることを考慮に入れる必要があります。

コンデンサーC4 C6と抵抗器R10 R3は差動増幅器を形成する。チェーンR10 C6とミラーR3 C4により、エラーアンプの振幅 - 周波数特性が三角波になります。これは、電流に応じてパルスの幅がゆっくり変化するように見えます。一方で、これは速度を低下させるフィードバック一方、システムを安定させる。ここで重要なのは、シムの周波数の1/5以下の周波数で0デシベル未満のacxのケアを保証することです。このフィードバックは、LCフィルタの出力からのフィードバックとは異なり、十分に速いです。 -3dBのカットオフ開始周波数は、F = 1 / 2pRCとして計算され、R = R10 = R3であり、 C = C6 = C4、私はスキームの宗派には答えませんが、私は答えませんでした。自己増幅

回路は、コンデンサC4の最大可能電圧（デッドタイムがゼロになる傾向がある）とソー・ジェネレータのビルトイン・チップの電圧との比として考慮され、デシベルに変換される。閉じたシステムを上に上げます。、私たちのkompentsisuyuschie鎖が1 / 2pRCの周波数以来、十年ごとの20デシベルの低下を作るという事実を考えると、この上昇を知ることは、動作周波数のこれ以上1/5以下の周波数でなければなりません0デシベルとの交点を、見つけることは容易である、すなわち 20 kilogerts.Stoitは、変圧器は、電力の巨大な予備を浪費しないことを、逆故障電流に特に大きくてはならない、あるいは、高周波数の保護は、これらは乱用しないように、KAが..ポップアップ表示だけでなく、突然そこに、時間通りに動作しません注意しました。

今日のすべてのことについて、この計画が有用であることを願っています。ドライバーをpitalovo、またはバッテリ安定した電流を充電することも、可能電力増幅器のバイポーラ出力を行うように適合させることができます。それへの追加のみで、ソフトスタート・コンデンサC5、およびしかしそれにリレー接点の最後の部分でのフルハーネスTL494アピール。さて、重要なポイント - それは、急冷凝縮器からの待機電力の使用を許可しないように、少なくともブリッジ整流して、力に関連付けることを余儀なくコンデンサハーフブリッジ制御回路の両端の電圧をモニタします。可能な解決策は半波整流器であり、典型的にはダイオードハーフブリッジまたはデューティルームの変圧器である。

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